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可调谐相移的低频倍频微波信号发生器
月琴李，李炜，李菁，王益群，鑫源光波技术，北京交通大学，Beijing100044，中国研究所
摘要
本文提出并分析了一种基于滤波器结构的可调谐相位移频倍频微波信号发生器的样机。在提案中，一个双平行极化模型参数可以作为产生两个一阶边带沿正交化方向的抑制载波的关键部件。随后的两个边带的偏振态与电光相位调制器的主轴对齐。在不使用任何过滤器或波长相关元件的情况下，便可实现可调谐相移控制的直流电压的应用，同时该系统也具有良好的频率的可调性和以及应用于多波长的操作。利用频率倍增的能力，可以使得比调制器的工作带宽更宽，频率调谐范围。通过理论分析和仿真验证，实现了倍频微波信号测距22-40 GHz的全方位的相移。
关键词：微波光子学；微波信号；发生器相移；偏振调制器
1、引言
光子技术实现微波信号发生器由于其具有超越传统的方法的竞争优势，现已引起广泛关注，如大带宽，灵活的可调性和磁干扰免疫[ 1 ]。近年来，为了产生高频微波宽带宽和良好的调谐信号，研究人员一直专注于解决由调制器或其他运算的有限带宽的电子设备带来的问题。因此，已经提出了产生倍增或频率的微波信号翻两番的几种方法。在[ 2 ]，通过强度调制器和光槽采用低频率滤波器，宽带可调谐微波信号已生成。后来，采用两级DIN频率倍频器—张力调节剂[ 3 ]和利用极化方法的调制器（OEO）在萨格奈克环[ 4 ]中也有报道。同时，对多个应用的需求也越来越高—在不同领域的应用。例如，宽带无线通信[ 5 ]，相控阵天线[ 6 ]，传感和军事系统，微波信号发生器应该配备微波移相技术。最近，一些新的光子计划实施微波相技术被报道，他们都是采取单相位控制[ 7 ]，在一个光纤布拉格光栅[ 8 ]载波波长转换，受激布里渊散射[ 9 ]和硒在不同极化方向的信号[10,11]分离或组合。在前人研究的基础上进行乘法和相移技术，最近的研究已经将这两个功能聚集在一个系统中，这是非常有前途的未来的应用。在文献12中，是一种用于产生频率的四核拉普林毫米波信号与可调移相技术[ 12 ]。在这个系统中，光学陷波滤波器已被用于删除的光学载体。然后采用极性化维护光纤布拉格光栅（PM-FBG），两正交偏振特性可以得到盟友。然而，在PMF需要有非常小的波长间隔宽跨团带，这可能会导致复杂的制造。此外，由于PMF的波长是固定的，它是不可能实现的多波长操作。而后，也对产生倍频移相的微波信号的另一个方案也进行了研究[ 13 ]。它实现了由一个可编程过滤器，可以选择两个特定谐波的相位调制边带。可编程滤波器应设置优化参数，使光载波位于阻带的中心，而两个一阶边带在两通分开。但使用可编程滤波器，可能会导致相对复杂的参数操作。特别是，这两种方法都依赖于使用的过滤器，这可能会限制的频率范围内的系统。虽然频率可调，但是灵活性不高。
在本文中，我们提出了具有可调谐相移倍频微波信号的产生的过滤器少的方法与使用在参考文献过滤器的方法。 [12,13]，我们的建议是基于双平行的极化调制器（DP-PolM）[14,15]。避免使用任何电气或光学滤波器。该系统可以实现良好的频率可调谐性，通过适当地设定的DP-PolM，具有两个正交极化7 1阶边带光信号的固有静态相位差和抑制显示载体能够实现。然后经由偏振控制器，与两个第71顺序边带的偏振状态与电光相MOD-软件模拟器（EOPM）的主轴对齐。该EOPM可以引入相位差之间的两个边带，这是简单地通过施加到EOPM直流电压来进行控制。通过从偏振片施加的输出信号提供给光检测器（PD），具有全范围的相移超过22-40 GHz的带宽的频加倍微波信号由模拟实现。在先前的报道方案中，过滤器通常是不可避免的，因此频率可调谐性是有限的。此外，通常方案的波长具有依赖性，这样就不能满足多波长操作的需求。而在我们的方案中，特定的边带是由偏振状态的操作获得的，在不使用任何过滤器或波长相关的设备的情况下，可同时获得期望频率的可调谐性和多波长兼容性。此外，频率加倍的实现使得优于传统微波移位器的方案。在系统中可以实现更高的频率超出调制器的工作带宽和电混合。
- 原理
该系统的原理设置的倍频具有可调相移的微波信号发生器和偏振方向的演变在图1（a）中示出。图1（b），从激光二极管（LD）光波首先线性经由偏振控制器（PC1）45°极化，然后，它被送入一个DP-PolM，这是由两个手掌，二偏振分束器（的PBS）和四台PC组成。电脑前后PolM被用于对准PolM的主轴在一个特定的角度的PBS1和PBS2的轴线。假设PBS和PolM的主轴是相同的，我们按顺时针方向旋转的PC4和PC5的PolM之前45°和逆时针方向旋转PolM后PC6和PC7与45°。所以，每一个Polm的主要轴线排列有45°那些角的PBS1和PBS2必须由两个正交驱动射频信号，即sin（Omega;T）和cos（Omega;T）信号组成。因此有必用电90分混合来拆分输入射频信号。通过使用雅可比-愤怒扩展，小信号下的输出信号调制可以表示为[ 15 ]：
其中，恩波是光载波的幅度，W0和Omega;是载体和输入RF信号，beta;1的角频率和beta;2是在上下的固有静态相位差分支机构，M1和M2是PolM1的调制索引，它与PolM2和约翰福音是第一类n阶的贝塞尔函数。为了抑制光载波，beta;1和beta;2被设置为相等，并且beta;1frac14;beta;2frac14;pi;。沿着两个主要的两个71阶边带在DP-PolM的轴可以得到，其偏振方向于图1（b）所示。同时，m1和m2也设置为是相同，它们是由m表示。因此，为了一阶Ex和Ey的边带具有相等的幅度，而输出光场如下：
然后从DP-PolM输出的光信号被发送到通过PC2相位调制的EOPM。为了对准的偏振与EOPM，PC2的两个主轴方向小心地用45°的旋转角度和相位调整这是由PC2引入Ex和Ey的区别是45°。PC2后的输出信号为：
因此，两个正交偏振的一阶边带可PC2后获得。它们与两个主轴对齐的EOPM由横磁（TM）和横向电（TE模式组成。当一个直流（DC）电压被施加到EOPM，两相被引入到由于TM和TE模式的不同的调制效率的两个边带。从连接到EOP偏振片的输出信号为：
其中，VDC表示直流电压，Vpi;TM和Vpi;TE是用于发送TM和TE模式的半波电压，phi;是的两个正交轴之间的初始相位差EOPM并且被设置为pi;。 Vpi;的条件TEfrac14;=3Vpi;TM通常是为完成一个Z切铌酸锂EOPM[16]。因此，我们已经产生应用EOUT到PD的平方律后的微波信号作为检测，其表达式如下
：
可以看到，所述微波信号是倍频和相移2pi;VDC/Vpi;TE被施加到EOPM直流电压决定。当VDC为从Agrave;0.5Vpi;TE到0.5Vpi;TE，能够得到从A180°到180°的完整相移。
Fig. 1. (a) Schematicoftheproposedsystem;(b)evolutionofthepolarizationdirections
- 仿真与讨论
仿真是为了通过10.0的OptiSystem来调查发系统的机制。设置在图中1可以找到。关键部件DP-PolM是通过MATLAB程序和一个可编程模块精心设计而成。LD工作在1550nm与0.1兆赫的线宽和二十个dBm为单位的功率的载波波长之间。之前被发送到DP-PolM由LD的光波是线性偏振光与由PC1 of45°的角度。通过适当地设定DP- PolM的静态相位差，所述载波抑制调制实现和7 1阶边带被正交极化。然后用PC2来对准两个边带的偏振状态与EOPM的主轴。最后，以使边带相位调制具有不同的调制效率，并且可以生成与相移的倍频微波信号的直流电压被施加到EOPM。在DP-PolM的输出，我们首先验证一阶边带与载波抑制的产生。输入RF信号的频率被设定为20千兆赫和DP-PolM的输出可以用频谱被光学频谱分析仪观察到，如图2（a）所示。由此可以看出，该光载波被有效抑制。进一步调查极化状态的两个边带，PC2的输出信号由PBS拆分。通过观察在图中所示的两个输出端口的PBS频谱，如图2（b）所示。我们可以分别看到thorn;1st和Agrave;1st顺序边带，这意味着两个一阶边带被正交极化。那么两个正交偏振的第一阶边带送入EOPM相位调制和相移是通过调整施加到EOPM的直流电压控制。通过在PD跳动的两个边带，获得了具有可调谐相移一个倍频微波信号。当直流电压被设定为零，只有频率翻倍的功能被实现。例如，当在DP-PolM通过与频率二十个GHz的RF信号驱动时，可以得到一个40千兆赫的微波信号，这是通过它们的时间的波形表现（如图3）。然后，通过调整施加到EOPM的直流电压，一个相位差引入到微波信号，以便它与之相应，如图4(a)。可以看到，相移是线性的VDC 而10个例子中都标有从a到k的符号。具有不同的相移所产生的40GHz的微波信号的其相应的颞波形图描绘也不同，如图4（b）所示。该图中明显表示根据不同的直流电压的不同的相移，因此倍频和可调谐相移的功能可以在一个系统中同时实现。为了进一步验证频率与不同的输入频率加倍的功能，所述输入RF信号的频率从11千兆赫扫到20GHz时。它们的输出信号的电频谱都应该具有频率成分在22千兆赫，24千兆赫，26千兆赫，28千兆赫，30千兆赫，32千兆赫，34GHz，36GHz，38GHz和40GHz，如图5所示，该系统可产生与倍频在相对宽的频率范围的微波信号。如方程（5）所示。相移应该独立于从11千兆赫扫到20千兆赫，所产生的22千兆赫至40千兆赫的微波信号的波形绘制在图6（a） - （d）中。可以看到，即使在输入频率是不同的情况下，该相移被固定为0°，45°，135°和180°四个情况。这可以推断出相移是由直流电压确定的。
Fig. 2. Optical spectrumof(a)thesignalattheoutputoftheDP-PolM;(b)thetwoorthogonally-polarized first ordersidebands
Fig. 3. Temporalwaveformsoftheinput20GHzRFsignalandthegenerated Fig. 5. Electrical Spectrums of frequency-doubling
40GHzmicrowavesignal. Signals with different input frequencies.
且不论输入频率的变化是否保持恒定。为更好地说明相移能力，直流电压被调谐到来自Agrave;0.5Vpi;TE的多个值超过22-40GHz，其带宽和相移与微波频率0.5Vpi;TE示于图7所示.这表明几乎平坦的相位响应可以在相对较宽的频率范围内来获得。
微波信号的功率变化也是通过检测从PD微波功率的影响。首先，我们测量与三个固定相移0人°，90°和180°相对于不同的微波频率的功率变化。然后，我们衡量在30GHz的40GHz的和两个固定微波频率对于不同的相移的功率变化。结果分别示于图8（a）和（b）中。可以看到，功率变化都在70.002分贝以内。这表明只是在这个系统中的小功率波动，一次它是期望的微波信号发生器。此外，在不使用依赖于波长激光源上的任何设备，系统也可以用于多波长操作。基于该理论，PC2之后的输出信号应具有沿着各正交极化轴的单个thorn;1st或Agrave;1st顺序边带，如等式表示。（3）。然而，某些参数可然而，某些参数可能导致缺陷，有必要讨论边带一些不完善的条件下抑制比。已知的是调制指数是依赖于RF信号。但是，这两个射频信号并不总是相同，因为不完善电气90°的混合[17]。调查边带抑制比的性能时，这两个PolMs的调制索引是不同，一个PBS连接PC2的输出端和所述信号从两个输出端口可以被表示为：
Fig. 4. (a) PhaseshiftversusDCvoltage VDC; (b)temporalwaveformsofthegenerated40GHzmicrowavesignalwithdifferentphaseshifts.
Fig. 6. Temporalwaveformsofthemicrowavesignalunderfourcases(a)VDCfrac14;0, (b)VDCfrac14;0.125Vpi;TE, (c)VDCfrac14;0.25Vpi;TE and (d)VDCfrac14;0.5Vpi;TE with differentmicrowave frequencies.
Fig. 7. Phase shiftsatdifferentDCvoltagesovermicrowavefrequenciesfrom 22 GHzto40GHz.
我们固定PolM2（平方米）的调制指数为0.45，变化为2来模拟和计算出的边带抑制比。波尔M1（M1）的调制指数如图9（a）所示。两个模拟和计算表明，获得最大抑制率时m1frac14;即m2，可能不满足要求的完善状态。然而，对于M1，其中抑制性能比可以是大于20 DB [18] ，在0.36和0.56之间的可接受的范围内。另一个原因是在两个输入RF信号之间的相位差。理想的相位差为90°，但可能会有一些缺陷在电气90°混合。区别在于：前者范围从0°到180°，边带抑制比绘制在图9（b）中。为了获得抑制比是大于20分贝的相位差，相对应的是78-102°的控制范围。但最好是调整的相位差约90°，以便获得更高的抑制比。在模拟中，理想的是载流子被完全抑制。但在实验中，由
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