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一种无刷直流电机使用十二电压空间矢量的改进直接转矩控制
摘要：在无刷直流电机（BLDC）的直接转矩控制（DTC）的整个周期中，相同的电压矢量在整个样本期间被采用，可能在一些连续采样间隔，导致定子磁链和转矩波动。提出了一个通过增加每个扇区候选电压矢量的数量的解决方案以减少这些薄弱点。这个可通过多电平逆变实现。在低电压应用中，在每个相区使用多次转换会导致成本的增加。此外，取决于所选择的技术，一些所述电压矢量的可能不能使用。在本文中，同一时间利用两相和三相传递的模型被提出。基于该提出的方案，在电压矢量平面中有12个电压矢量和所以12扇区。每扇区对应于一个向量。除了扭矩纹波抑制，尤其是在换向瞬间，由于在一些间隔采用全导通模式，直流无刷电机会有更多可以使用的潜力。本文件包含了两个原则相位和完全导通模式下，这些组合两种模式，并分别建立了方案。建议组合的有效性切换模式是通过仿真结果验证。
关键词：无刷直流电机驱动器;直接转矩控制;两相导通;三相导通;联合导通模式;
引言：无刷直流电机的应用已经扩展在宽的范围内，因为它们更好地特性和性能。无刷直流电机电机有超过刷直流电许多优点电动机和感应电动机，诸如更好的速度随转矩特性，高动态响应，高效率和可靠性，长使用寿命（无电刷侵蚀），无噪音运行，较高的速度范围，和减少电磁干扰（EMI）。此外，该到电动机的大小与递送转矩的比更高，使得它在空间和重量是至关重要的因素的情况很有用，尤其是在航空航天应用中。
直接转矩控制的概念最早是在80年代中期Takahashi和Depenbrock为异步电动机控制提出的。然后在20世纪90年代晚期，在的DTC技术被用于既内部和表面安装的同步电机。为了实现更快的扭矩响应，并减少了扭矩波动，直接转矩控制方案延伸至无刷直流电机驱动。对于表面安装永磁同步非正弦反电动势机力（反电动势），（BLDC，等），电压在两相导通模式下的空间向量定义并以电磁转矩方程静止参考框架下被导出。它声称在两相导通模式下，同时控制电磁转矩和定子磁链幅值的无刷直流电机是可能的，但在[6]中，表明了，两相的恒定转矩区域导通模式下，定子磁链幅度和一个电磁转矩BLDC电机不能被同时控制。另外一个基于省略了定子磁链幅度控制回路的直接转矩控制方案提出。
基于超空间矢量直接转矩控制概念在[7]中被提出,并且为了减少呈现转矩脉动，它是由限定的手段在每个扇区减少每圈的向量。
无传感器直接转矩控制技术在讨论的[8]，其控制为的d轴电流控制机器通量。由于使用了三相导通模式提出的方案，电流波形是不相似的传统的无刷直流电机方电流波形。
虽然实现多种技术无刷直流电机直接转矩控制是在不同的文件中提出，但是它们只能利用相应的六路电压矢量和六个相应的区域。增加的电压矢量的数量和在电压平面扇区数量会导致更加平滑的磁通变化和更小的扭矩波纹。
在本文中，通过同时使用两相导通和三相导通模式，电压矢量和相应扇区增加。使用提出的技术，电压向量的数目和相应的扇区是类似的电压三电平逆变器的平面。
两相和三相的原理传导方式分别在第二和第三部分提出。合并导通模式在第四节提出。
为了证明所提出的方案的有效性，无刷直流电机直接转矩控制的基础上这种技术在Matlab / Simulink做出了仿真。仿真结果在第五部分介绍。
II NON-ZERO两相传导模型的电压矢量
在这个激动人心的模式，除了在换向时周期中，只有两相导通在任何瞬间。因为每个独立地位从更为切换，6位被要求代表逆变器开关的状态，人们数字为每台交换机。因此，电压空间矢量VI，V2。 。 。 ，V6被表示为开关信号（100001），（001001），（011000），（010010），（000110），和（100100），分别从左至右，其中，所述逻辑值指对于A，B和C相分别的上部和下部开关信号的状态。这个模型中非零空间矢量的导通状态如图1。如该图所示，alpha;beta;平面划分被这些向量分为六个部分。每个扇区是由两个相邻的电压矢量的限制。
基于直接转矩控制的原理，合适的用于控制直接和间接定子磁通向量量，被分类在表I。在滞后带宽里，当参考通量/转矩比实际的信号更大时，信号的差值被定义为1，当它是比实际的信号较小时定义为-1，别的情况则是0。
III 非零三相传导模型电压向量
所有的三相在任何时刻导通并且电压空间矢量可以用三个数字代替，因为只有一个位需要对应一组开关臂，因为上部和下部开关在互补模式。然而，为了结合这两种切换模式，两相传导表示法将被使用。因此，电压空间矢量VI，V2。 。 ，V6从左至右被相应的表示为切换信号（10010 1），（101001），（011001），分别（011010），（010110），和（100101），其中，所述逻辑值指定上部和下部开关信号的状态对于相应的A，B和C三相。非零空间对于这种类型的传导的类型示于图2。在该图中所示，使用这些向量，alpha;beta;平面划分成六个部门。每个电压矢量集中在一个扇区。
在这两个两个和三个相导通模式中，六电压矢量均相距其他矢量60度，但在三相导通模式，电压矢量转换的方式为：两个向量之间转移30度。
基于直接转矩控制的原理，合适的向量用于控制直接和间接定子磁通分量，被分类表II。
IV 提出的组合开关电压矢量模型
为使用电动机满负荷，降低了转矩脉动，二种传导方式被组合。其结果是，如图3所示。图3（a）中有12个非零电压矢量。这提供了更多的灵活性和准确性，以选择合适的电压矢量控制定子磁链直接与间接组合。为了在直接转矩控制使用这十二个的向量，它们排列成像图3（a）。因此，电压空间矢量V2，V2。 。 。 ，V12表示为切换信号（100101），（100001），（101001），（001001），（011001），（011000），（011010），（010010），（010110），（000110），（100110）和（100100），分别从左到右，逻辑值指定的状态分别对应于A，B和C三相上下开关信号。
考虑到合并的导通模式，电压矢量平面划分成12个扇区（图3（b））使每个电压矢量将每个区域成两个相等的部分。
基于前面所讨论的直接转矩控制部分，合适的用于控制直接和间接的定子磁通部分的向量被归类于表III。
表III中两个向量之间在每个单元不同之处的是直接和间接磁链组件有效值。例如，如果定子磁通链矢量位于扇区I中，为了增加定子磁链幅值和减少转矩，我们有两个选择，V（i-1）和V（i-2）。然而，V（i-1）具有对定子磁通矢量幅度更有效果，而V（i-2）对定子磁链矢量转速有更好作用并会作用于转矩。由于在每次换向时大幅度降低定子磁链空间矢量，控制定子磁链振幅很难。大幅度降低的大小取决于几个因素，如采样时间，使用dc-link电压，迟滞带宽，电机参数特别是相电感，电机转速，缓冲电路，和负荷转矩的值。因此，控制定子磁链幅值在恒转矩区太麻烦了。因此，在BLDC电机的直接转矩控制中，磁通误差ϕ在电压矢量选择查找表始终选择作为零，并且只有转矩误差tau;被使用。因此，只有表III中加粗层将予以考虑。另一方面，旋转定子磁链的速度可以很容易地受控。因此，能获得快速的转矩响应。无刷直流电机的直接转矩控制的使用指定电压矢量的恒转矩闭环控制整体框图在图4中表示。
V仿真结果
为了表明所提出的12基于扇区无刷直流电动机的的直接转矩控制的有效性，在图4中所示的驱动系统进行了模拟。带有R-L型元件的无刷直流电机和逆变器的是由Matlab / Simulink系统SimPower工具箱设计。模拟的无刷直流电机的参数用于列于表IV。非理想效应无刷直流电动机被忽略在模拟模型。采样间隔为2微秒。在为了估计电磁转矩，使用该下列等式：xyz是固定参考框架（alpha;beta;-axes）反电动势常数分别为电转子位置和电机反电磁动势的函数。
由于方程并不涉及转子速度在分母，对于在零速和低速推定转矩范围没有问题。图5显示了仅在转矩控制下的三相电流，电磁转矩仅在和定子磁链轨迹。参考扭矩为1.1 牛米和滞后带宽为0.1牛米。速度大约是275弧度/秒。在图5（a）种电流波形和常规的二相传导模型之间的不同是由于在一些三相传导间隔加入。
图6显示了三相电流，电磁转矩和定子分别当磁链位置，参考扭矩突然从0.7提高到1.1牛米滞后带为0.05牛米，因为使用建议的直接转矩控制方案的速度驱动，增加了参考转矩导致速度上升，因此，相电流频率增加如图6（a）所示。通过改变基准转矩，导致速度、定子磁链轨迹将被改变。在图图6（c）中，增加的速度，使定子磁链的波动幅度从0.053Wb降低至0.042WB。
在无刷直流电机传统的换向瞬间，采用两相传导，会发生换相转矩脉动。转矩脉动会随着速度的增加而增加。运用建议的复合空间电压选择，转矩脉动降低。如图7所示。在两相传导转矩脉动超过0.3牛米相对于参考转矩，而在复合的传导模式，转矩脉动围绕0.1牛米。
VI 结论
换向期间的转矩脉动减少和平滑的磁通量变化，是通过增加可供选择的电压的数量来实现的直接转矩控制的优点。在本文中，两个和三个相的组合传导模式被用来提高可以为被选择无刷直流电机直接转矩控制的电压矢量。这种组合导致类似的一个的电压矢量平面三电平逆变器。因此，多层次逆变器利用率有在每个逆变器交换机臂无需额外负担来实现的优点。 在另外，由于两相导通模式利用，更多使用机器潜能可实现。为了验证所提出的技术，直接扭矩控制的直流无刷电机驱动器被仿真。结果证明提出的技术的有效性。
非正弦反电动势的四开关无刷直流电机直接转矩控制
摘要：本文提出了一种非正弦反电动势的无刷直流（BLDC）电机直接转矩控制（DTC）技术，恒转矩区采用四开关逆变。不同于以往的三相DTC驱动导通模式，这种方法采用了两相导通模式。不同于传统的六步PWM电流和电压控制方案，通过在式预定的采样时间内适当地从一个简单的查表选择两相传导模型的电压空间矢量，所希望的准方波电流被获得。因此，相对于传统的PWM电流，实现了更快的扭矩相应，特别是电压控制方案。此外，为了产生所需的扭矩特点，在两相导通模式下有效转矩控制，一个四个开关实现的逆变器带有被设计好的电压矢量表的新颖转换模型被结合。此外，为了消除无刷直流电机由于低频扭矩振荡引起的在实际中非理想梯形的反电动势波形，预存的反电动势常数与位置查找表被设计，并在扭矩估计中使用。如其结果，由于电压空间矢量被直接控制的事实，使用直接转矩控制的两相传导的四开关逆变器的更快的扭矩响应的无刷直流电机有可能实现。因此，相对于低成本和高性能，直接转矩控的四开关三相无刷直流电机驱动器可能很好的替代传统的六开关驱动器。一个理论上的概念被提出，两相传导四换向的无刷直流电机的有效性和实际性通过仿真验证和实验结果来验证。
引言：直流无刷电机由于它们的高效率已经被用在变速的驱动器上使用多年，高功率因数，高扭矩，控制简单，并降低保养[1]。低成本，高效率的变量高速电机驱动数年内有着逐渐增长的利益。为取代传统的六开关三相逆变器，减小开关数已经在[2，3，4和5]被提出。直接转矩控制的概念最早是在80年代中期Takahashi和Depenbrock为异步电动机控制提出的。
在本文中，不像在[2，4,5]讨论的方法，一个为四开关两个传导策略无刷直流电机驱动的包括实际的一种新型的预存的反电动势常数与电转子位置查表直接转矩控制方案提议被提出。因此，相对于传统的四开关PWM电流和电压控制的无刷电机驱动器，低频转矩波动和转矩响应时间被最小化。这是通过预定的模式采样时间内适当地从一个简单的查询表选择逆变器电压空间矢量来实现两相传导的模型。
无刷直流电机驱动器的四开关直接转矩控制运行在在两相导通模式，它类似于[6]是通过有意识地简化为一个扭矩控制的驱动器保持定子磁链振幅通过消除在恒定转矩的磁通控制不变区域。它表明，在恒定转矩区域下使用四开关的两相传导的DTC方案（或六开关）逆变器，定子通量的幅度联动不容易因被控制，由于急剧变化和和弯曲形状的磁通矢量之间的在定子磁链两个连续的换向点联动轨迹。由于与PWM一同产生磁链控制被去除，所提出的控制方案需要更少的算法。
具体地说，它表明，不是试图控制在两相导通模型下的直接转矩控制的无刷直流电机的定子磁通幅值，而只有电磁转矩被控制。在所提出的方法，一个简单的两相四开关逆变器电压空间矢量查找表被提出以控制电磁扭矩。此外，为了获得平滑的转矩特性一个新的开关逻辑被设计，同时引入两相四开关电压空间矢量查找表。模拟和实验结果被呈现，表明在恒转矩区域两相四开关无刷直流电机的直接转矩控的正确性和有效性。
结论：这项研究成功地证明在恒转矩区四开关两相导通的直接转矩控制的无刷直流电机驱动器方案的实用性。为两相电压选择的可供查找的表被设计以提供更快的转矩响应。此外，为了产生所需的扭矩特点，在两相导通模式下有效转矩控制，一个四个开关实现的逆变器带有被设计好的电压矢量表的新颖转换模型被结合。此外，为了消除无刷直流电机由于非理想梯形形状的反电动势导致的低频扭矩振荡，一种预存的反电动势对电动转子位置查表被设计，并在扭矩估计中使用。
相比于三相DTC技术，这方法消除了磁通控制，仅转矩在整个控制系统考虑。下面给出消除磁通控制的三个原因。首先，由于线到线反电动势包括的电压下降比有恒转矩区的直流母线电压要少，没有必要控制该磁通幅度。第二，由于在两相导通模式定子磁链突然急剧骤降导致复杂控制方案。这些尖锐骤降的大小是不可预知的。第三，无论定子磁链振幅，该相电流倾向于匹配的平顶部分相应的产生恒转矩的梯
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