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一种新型三相接口线电流谐波最小的大功率通信整流模块
摘要
基于三相二极管桥和直流/直流升压变换器的组合，提出一种新型三相三开关三电平PWM整流器系统。该系统具有耗损电流正弦化、输出电压可控、低开关管电压应力等特点。应用广泛，例如，用于给远程通信电源模块的直流侧供电。分析了其稳定工作、电源电流和输出电压的控制。最后，通过数字仿真确定了系统器件的应力，并与传统PWM整流器系统的应力进行了比较。
1.引言
传统的通信交换系统供电电源越来越多地被模块化整流器所取代，由于后者在运行状态、系统的技术和成本方面更具优势。通常情况下整流模块（具有针对较多用户的三相电源）作为直流侧电压的变换器。在最简单的情况下，电源交流电压通过一个电容滤波的三相桥式不可控整流电路转换为直流电压，此直流电压再经串联的高频DC/DC变换器转换为直流输出电压。
对高功率密度、高效率、高可靠性（鲁棒性）和低成本的要求促使对电源模块的输入级进行三相桥式不控整流（在大多数情况下直接接于电源）。然而，这个概念也显现出因电源电流中的低次大幅值谐波而导致的电源电压畸变对电源造成严重影响的缺点。因此，对其他负载造成的不利影响或扰动是潜在的，尤其对于高装机功率和高电源内阻抗的负载。就公共低压电网中对电力电子变换器造成的谐波限制而言—指南[1]要求，推荐值和未来标准（IEEE标准519-1992，IEC-555-2和IEC-555-4 121）—对发展具有低电网影响的AC-DC变换器是十分重要的。这对于保证通信整流模块的应用很重要。
本文的研究范围是对一个12kW通信电源模块直流侧供电的新型单方向三相高频PWM整流器的拓展和分析。为了电路概念的确定，给出了以下基本要求：
●耗损电流正弦
●主电路呈电阻性
●输出电压可控
●功率晶体管的电压应力低
●功率密度高
●高效率
●电源和控制电路简单
●高可靠性
以下（第2节）基于输出电压可控的三相AC/DC变换器基本电路结构给出了一种新型三相三开关三电平升压变换器，上面所述基本电路结构基于一个三相二极管桥和一个DC/DC升压变换器的串联。第3节对其稳定工作以及电源电流和输出电压的滞环控制（为了减小开发和生产成本）进行了讨论。第4节通过数字仿真对想法的实现进行了讨论。最后在第5节给出了针对以下数据的有源和无源元件的电压和电流应力：
●输出功率12.6kW
●输出电压700V
●电源线电压400V
同时，跟传统六开关两电平直流PWM整流器系统中的应力进行了对比。
2.电路结构的推导
为了实现三相单方向AC/DC变换器输出电压的控制，在最简单的情况下可将二极管整流桥和DC/DC升压变换器进行串联（参见[4]中图1（a））。但从三相二极管桥式电路的工作原理可知只有两相流过导通电流（除了换相重叠期），所以该系统的电源电流含有低次大幅值的谐波。因此，相电流波形存在零电流时刻。
为了减少对该系统主电路的影响，可在在交流侧前置电感L并使变换器工作在电流断续模式（DCM）[6]，此时类似单相AC/DC升压变换器的DCM[7]，电源相电压直接决定了与电压成比例（对应于开关管周期T的恒定占空比）的断续输入电流峰值。对该系统进一步地分析表明，输出电平实际上决定了断续输入电流经过滤波后的谐波含量[8]。就大多数线电压的幅值而言，其与电源电流的正弦化程度有很大关联。当该系统运行于欧洲的低压电源系统（非标称的380V线电压）时，必须把直流侧的变换器部分（由于直流侧功率半导体器件关断时电压应力gt;1kV）分成两个同时脉动的部分（参见图1（b））以维持直流母线电压的一半。
由于断续输入电流波形导致功率半导体器件的高电流应力和滤波带来的EMI（电磁干扰）[10]的限制要求，上述电路的应用受到限制，这些限制包括对高压直流母线馈送变换器中的功率半导体器件造成的高关断电压应力。因此，出于高输出功率的要求必须考虑采用输入电流波形连续完全（理想）正弦、输出电平（大于线路线电压的最大值）独立的单向三相PWM整流器。
图1 基于三相二极管桥和DC/DC升压变换器组合（a）的三相三电平PWM整流器（参见图（c）和（d））基本拓扑结构的推导
图1（b）所示系统的电流损耗一般由电源电压和经串联输入电感的整流器输入电压之间的差来定义，所以要得到一个连续正弦化的电流波形（除了与脉冲频率相同和其倍数次的谐波）只有通过使整流器的输入电压在一个脉冲周期里趋于正弦化。因此，这就需要合成电压的每相或每相桥臂上的晶体管和和输出二极管和（=1，2，3）分别可控（参见图1（c））。由于输出电压中点对系统的影响，电路中的所有功率半导体（被称为强迫换向三相Boost变换器[11]）只能维持输出电压的一半。然而，由于变换器的整流功能，与提供输出功率对应的全部电流都流经二极管的桥臂，导致其具备低关断电压应力的优点时也伴随着高导通损耗的缺点。
可以通过改变整流器（参见图1（d））中二极管和到电路桥臂的导通状态来减小导通损耗。由于对每相桥臂起控制作用的反并联双向双极开关可由单相二极管桥和功率晶体管=R，S，T的组合（参见图（2））所取代，相比于图1（c）的结果，这种拓扑（除了减小导通损耗）降低了电路的复杂性和控制要求，并可实现对功率晶体管开关容量的更高利用。因此，在目前的情况下我们还缺乏对图2所示三相三开关三电平（三相/开关/电平）PWM整流器的深入研究。
图2 由图1（d）演化而来的三相/开关/电平单位功率因素PWM整流器的基本拓扑结构；供电电压被电压源，=R，S，T所取代
值得指出的是文献[12]和[13]介绍了一种与图1（c）和图1（d）所示电路存在密切拓扑关系的三相三电平PWM逆变器。此外，必须指出根据图1（c）文献[14]提出了一种改进的电路，PWM逆变器的桥臂控制（如[15]中分析）与图2相同，基于三倍电源频率的低开关频率[16]中描述了一种根据图（2）的拓扑结构可进一步优化的电路。[17]中分析了对应于图1（b）-（d）的单相电路实现形式。
出于全面考虑，必须指出文献中所描述的三开关两电平PWM整流器电路概念，例如[18]，[19]（参考87-89页），[20]，[21]和[22]。
3.运行机理
3.1基本功能
为了描述图2所示整流器系统的基本功能，系统的分析建立在对交流输入量的基础之上。
基于单相等效电路（参见图3）整流器的输入电压基波相量（采用交流电流相量计算）为
系统（）的电流损耗（也即功率损耗的基础）由串联电感L两端的电压决定，该电压即（正弦）电源电压和流经功率晶体管，=R，S，T（参见3.2和3.4节）的脉动的幅值与相位可控受控的整流器输入电压之间的电压差。
基于功率平衡输送到直流侧的功率（假设系统的损耗忽略不计）为
3.2整流器输入电压
图3 三相/开关/电平PWM整流器交流侧的单相等效电路原理
整流器的输入电压可由下式确定，
也即由交流侧电流的极性（方向）以及双向开关函数定义的功率晶体管的开关状态共同决定。（根据电压的参考点来确定直流侧中点M的电压）每相桥臂具有三电平特性，即可能的三个电压值，0和。因此，该系统被称作三电平PWM整流器。
3.3稳定工作区域
由于交流侧电流的极性（参见式（5））对输入端电压产生的影响，整流器输入电压基波的固定最大幅值（如何做到无超调）也由和电源电流之间的相位差所定义。在由相位差定义的同时还需满足桥式电路基本的的控制要求。的定义与变换器稳定工作区域的定义等效（参见式（1））。
对于实际应用中很重要的纯阻性负载而言（，参见式（2）），PWM整流器的工作区域由下式确定
式中
代表整流器的负载状态并且
定义了系统的电压转换系数。由于系统的脉冲频率很高而导致（通常情况下），式（6）中对的限制是很重要的。对于输出电压的最小值则由下式确定
注意：为了导出式（6），相比于用相量来计算，非常清晰且计算简单[23]基于复杂三相相量（复杂空间矢量）描述系统的运行机理占有优势。下式
给出（为简洁起见这里未详细给出）了整流器系统在电源相位角为感性（）或容性（）运行的一个基本约束条件。
根据图4，理论上当或时。传输到输出电路的实际功率为
在工作区域的边界处为零，我们也可从电路拓扑中清楚地看到（参见图2）能量不可能从输出电路回馈到电网（或）。
通常情况下，与感性电路相比，系统在容性相位角下运行时整流器的输入电压幅值更大，这可以用相量图来说明，同时也意味着直流侧的电压更高和（或）电压传输因子M更大（参见图4）。
图4 三相/开关/电平PWM整流器系统在主电路相位角下的附属工作区域（为了清晰起见仅限于角度的范围）。工作区域中时为实线时为虚线。阴影部分为主电路为纯电阻（）的工作区域
由于整流器输入的基波电压和电源电流之间相位差的依赖关系，对于容性和感性电路当 维持在最小值 ，相位角对应于纯阻性电路时的值。对于感性电路输出电压理论上处于工作区域中空载和不控整流（）时的电压（和/或）的下部，时要求系统带有的轻载，故没有实际意义。
3.4电源电流控制
在最简单的情况下，对功率晶体管和/或者整流器输入电压合成的控制可以通过独立的相电流控制器进行滞环控制。
相电流的参考幅值
（对于电阻性而言直接从相电压派生）由叠加在电流控制环上的输出电压控制器给定（参见图5）。
通过与滞环控制器相关联受开关控制的反相器产生功率晶体管的控制信号 （由电源电流参考值符号（）来控制，参见图5）需考虑整流器输入相电压的符号（形如）对相应相电流（参见图5）的依赖性。
就像3.1节论述的那样，PWM整流器系统中电源电流的损耗由串联电感L两端的电压决定
通过主电路中性点的电压为，
受各相耦合电流的变化所引起的开关状态的影响。若采用的相电流控制器相互独立，该耦合将导致极限环[24]，从而造成对变换器脉冲频率的非最佳利用。此外，控制误差也没被限制在死区宽度h内；相电流纹波的最大值由两倍死区宽度来定义。
一种有效避免这种缺陷的方法是通过协调相电流控制器中的开关动作来实现[25]，[26]，[24]。这里为了简便起见不再详细论述。
图5 三相/开关/电平PWM整流器系统的多回路控制。外环：控制输出电压；：平衡输出部分的电压和。内环：相电流，的滞环控制。滞环控制器中开关的动作根据式（13）中的函数sign（）=-1进行反相；为了清晰起见各相信号途径合并为双线
3.5输出电压的平衡控制
除了对输出电压和电源相电流的控制外，变换器的控制系统必须确保输出电压一分为二。
输出电容电压和的不平衡（由注入电容中点M的直流电流或低频交流电流引起的）可由虚构（假想）输出电压的中点电压来表征。
这种不平衡将导致输出电容的电压应力增大，桥臂上功率半导体器件关断电压应力的增大以致在一个电源周期内对器件造成不均匀的电流应力。理想情况下输出电压平衡时意味着（可以从式（18）中看出）。注入电容中点的电流由功率晶体管所处的开关状态决定的相电流所组成。
当（参见图2）时中点偏移电压为
下面是对电源电流的对称正弦波形的说明，
和/或者假设。另外，仅限于的电源周期对其（稳定）运行进行分析。由于电路结构相位对称，因此在整个电源周期内包含一些基本关系。
由中点电流（参见式（19））引起的可能的各相开关函数（变换器不同的开关状态）如下表1所示。
表1 变换器中各个开关状态处于或， ，（，）（参见式（21））对应的中点电流和潜在的中点电压的变化。基于每个开关状态（，，）时间等效和连续加大了偏移（由开关状态引起）的可能；假设：电源电流波形完全正弦并且脉冲频率很高
正如3.4节所论述的，对于独立的相电流的滞环控制由于星型中点悬空给相电流控制器造成相互影响；从而导致一个任意序列和单相变换器的开关状态（，，）连续多变。从开关状态对潜在中点的加权影响（参见表1）中我们可以清楚地看到很难做到中点电压的平均值（即整个电源周期内取平均值）在时间上连续。经过进一步地分析也可看到对相电流进行滞环控制时会出现正反馈：
输出电压不平衡导致电流平均值（与电源周期有关）（近似于第一次的不平衡）加重了不平衡的现象。因此，只有控制电压对每个开关的频率和导通时间的作用才能使得输出电压平衡。因为变换器的开关状态是直接从相电流的参考值与实际值之间的差导出的，所以相互控制的可能性基本限于对当前合成基准值的调整。由于的幅值取决于输送的功率和满足低电源影响的正弦波形，这里存在的唯一自由度就是叠加一个零元素（各相的偏移量均为）。由于主电路星型中点悬空（）不会对电源电流的波形造成直接影响，所以零元素不能由相电流控制器进行设定，但是，它会对用于控制电源电流的开关的频率和导通时间等状态产生影响，故也会影响中点电流的值。
根据式（13）和式（14），与区间对应的连续正值有
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