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一种改进的由恒定导通时间驱动的新型单电感器双极多输出（SIBMO）DC-DC转换器
摘要 该研究致力于设计和实现具有性能改进的新型单电感器双极多输出（SIBMO）DC-DC转换器。首先设计了带隙以提供稳定的输入偏置，带隙可以抵抗不可避免的输入电压变化，以避免可能的p-n击穿。基于恒定导通时间（COT）的新驱动技术是为设计的SIBMO而开发，它可以在电平移位器和零电流检测电路的帮助下驱动MOS器件。设计的电路能够将输入电压2.8 V升压到 6，-6， 12和-12 V的四个双极性输出。本文提出的COT采用时间多路复用的新技术，通过片式电感器快速切换以提供稳定的多输出。这种新的COT不同于通常以固定频率操作的常规脉冲宽度调制。在不平衡负载的情况下，COT在交叉调节和高传输效率方面是特别有利的。本文提出的SIBMO和COT适用于有机发光二极管，光学传感器和可移植的电子设备，显示器等的驱动系统。芯片上SIBMO和COT是通过TSMC 0.25mu;m高密度，电压CMOS工艺设计而成。实验结果清楚地表明SIBMO芯片提供四个双极，具有稳定输出电压的能力，总功耗最小为320 mW，开关频率从650到500kHz变化。 最重要的是，最大效率达到83.1％。
1简介
在现代日常生活中,人类在过去几十年里，液晶显示器（LCD）一直是重要的消费产品。典型的LCD包含多个用于显示变化灰度的微尺寸液晶单元亮度水平。最受欢迎的方法之一是利用薄膜晶体管（TFT）制造LCD中的驱动LC单元。这些显示面板被称为TFT-LCD。TFT-LCD的老化设计中存在很多电力管理的问题，因为TFT-LCD面板需要多个高压，双极，稳定，高效输出电压来驱动单元中的液晶分子，以显示不同水平的亮度。本研究致力于设计和实现一个在典型的TFT-LCD中具有性能改进的驱动液体晶体单元的新型单电感器双极多输出（SIBMO）DC-DC转换器。
有许多报告正在研究DC-DC转换器。其中一些关注）用于现代便携式显示器电子设备的小尺寸，低成本和低功耗转换器（Chaeet al。 2009; Mok 2013。这些转换器为了实现最大效率并输出多电压，通常配备有片外电感器，因此称为单电感器多输出（SIMO）DC-verters。 SIMO转换器由Ma等人提出（2001）。他们研究了单输入双输出（SIDODC-DC升压转换器，其基于PWM的方法来控制电感电流以利用时间多路复用（TM）的方式一次只对单个输出电容器充电。其他报告继续了类似的研究（Ma et al。2003;et al。 2007; Xu et al。 2010; Lee et al。 2011; Benadero et al。2011; Mok 2013; Patra et al。 2012，2013）。为了使用改进的控制策略以输出更稳定高效的电压，Jing等提出（2011）电感能量在稳态下在一个开关周期内被累积并逐渐对输出电容器充电。Seol et al（2009）利用环路补偿电流，实现多输出升压/降压的返回电流转换器。另一方面，在Patra et al。 （2013）报告中电感电流在电路是基于纹波的模型分割SIMO转换器的输出以控制系统输出以产生低电压纹波。另外两个研究（Wei et al。2012; Chen et al。2011）也提出基于纹波的控制技术。随后，泵控制（FCPC） （2012）被设计出来，它通过0.18mu;mCMOS工艺制造，并普遍应用于SIMO DC-DC转换器。这个转换器具有自由切换的优点，因此可以无需时间序列成本，实现低交叉调节和最大负载电流70 mA。此外，在Jing et al（2011），Jing和Mok（2013）的研究中，SIDO转换器在基于PWM和脉冲频率调制模式（PFM）上，采用飞电容方法，这样可以减少输出纹波峰值。因此，自适应共模控制解决了交叉调节问题。 Bianco et al（2014）提出一个方法，通过增加控制过渡模式的恒定导通时间（COT）来PFC使升压并采用最小电流比较器以减轻谐波失真和增强转换器的功率因数，同时简化了类似复杂度的恒定导通时间控制。最近，Hayder等人的研究（2015）开发了单电感器双输出高速DC-DC升压转换器，它可以用于低功率应用。同时，Hajmohammadi et al。 （2014）探讨了插入一个加热的矩形芯片的高导电性的影响，分析结果和SIBMO的提出将有利于芯片的可实现性和最优化。进一步从所有以前研究有关SIMO转换器的报告看，本研究致力于设计和实现了新的专用于TFT-LCD的单电感器双极多输出（SIBMO）DC-DC转换器，特别是工作在多个“双极”电压输出。
这是第一个报道的从低输入端口2.8V输入，提供四个稳定输出 6，-6， 12和-12V的综合设计的SIBMO，通过Chang et al（2013年）之前的工作，它的性能和设计得到提升并最优化 。因为SIBMO的这种采用恒定导通时间（COT）充电技术的设计，COT方法有利于交叉调节和不平衡负载的高传输效率。该芯片通过了TSMC 0.35mu;m高电压 CMOS技术的开关验证，频率从650到500kHz变化。最大值效率达到83.1％，而功耗为320 mW。本文分为六个部分。 第2节描述了SIBMO电路的设计概念，而第3节给出了COT的计费算法。 第4节分析了SIBMO转换器在不同设备上的优势。 第5节给出了在设计的SIBMO电路中，接下来进行实验和实验研究，第6节得出结论并阐明未来作品。
2 SIBMO的电路拓扑
图 1为提出的单电感器 - 多路输出（SIBMO）DC-DC转换器的系统图，其由朝向VN1的两个降压转换器组成，VN2和另外两个升压转换器，用于VP1，VP2。 输出电压VP1和VN1提供栅极电压VS1和VS3，其处于高电平才能正确控制M1和M3。在该SIMBMO中有四个其他子电路包括带隙基准，基于纹波的电压传感比较器阵列和相关联的逻辑控制器，零电流检测电路，电平移位器和门驱动程序。如表1所示，控制算法包括六个不同充电状态。如图2所示，六个状态由MOS开关控制。图 2中的箭头表示SIBMO在不同状态下的负载电流。表1中的第一种状态是对电感充电来将能量存储在电感器中，在图2中也说明了此过程。状态2-5中通过电感器改变极性将电流中转换到输出电容器。这些状态对应于图2中的MOS0（M0）至MOS4（M4）的不同的导通/截止组合状态。图2中肖特基二极管S1和S3用于阻止输出电容器的严重泄漏电流到2.8 V的电源。防止在状态2下可能具有等效的大电阻与肖特基二极管S2相连。因此，当肖特基二极管S2被与其原始极性不同的电压驱动时状态2不活跃。状态4和状态5的操作分别与状态2和3有相同的方式，除了升值和降价，这里有
4个SIBMO的分支电路。第一个是栅极驱动器电路，如图2所示，其功能是在SIBMO中切换四个大尺寸MOS。如图3所示，栅极驱动电路由两个通过NAND和NOR门串联的反相器所组成。左边的MOSs的大小逐渐增加以便于快速切换。电源的宽度最后阶段（最右边）的MOSFET必须相对大，以减少传导损耗。第二子电路是两种不同类型的电平移位器将2.8 V的输入升高到两个正输出电压， 12， 6 V，降压到两个负输出电压，-12和-6V。图4a中一种正型调节输入电压电平（0-2.8V）到较高电压电平（0-12V）而另一种负型调节输入电压电平（0-2.8 V）降低电压电平（-12至0 V）。在负型，有额外的二极管连接高压MOS将输出电压范围扩展到-12 V.这两种电平位移如图1所示。从这些图中可以清楚地看出两个电平移位器的输出在6 ns内被成功地驱动到所需的电平， 12和-12 V，如图（a）和（b）。
SIBMO转换器的子电路还包括一个带隙参考电路如图6所示。 这个带隙将感测的输出电压与参考电压提供给SIBMO以触发对离线芯片电感的充电。该带隙设计考虑相反的温度系数（TC）温度变化的影响。正向电压在双极晶体管的基极发射极结之间（BJT）是在负TC，而基数之间的差和不同电流密度下的发射极电压是在正TC。Ker et al。 （2004）表示带隙的温度系数参考电路可以表示为
VBG = VBE 1 Ro2 （1）
这表明带隙参考电压具有较大电阻能够抵抗温度的变化，以这种方式设计，SIBMO能够在存在的情况下实现所需的精度的不稳定电源。
其中VT是热电压，n是发射两个双极晶体管的面积。 VT ln n等于
两个双极晶体管的基极在不同电流密度下工作。 取Ro1 = Ro2，并考虑方程式（1）中的参数取决于温度，为了实现零TC，公式（1）可以表示为方程式（2），方程式（3）于确定Ro2和Ro3。 这种带隙的模拟进行了探讨对TC varia-性能其结果如图 7所示。它是针对（a）温度变化和（b）输入电压变化的带隙基准模拟结果。 还有一个启动电路设计用于带隙，如图6所示主要由转换器MS1，MS2，MS3和MS4组成。 当EN是在低电平时，晶体管MO10导通，VBG为低电平，MS2关闭，MS5和MS6都打开。 当EN处于高电平时，MS2打开。 随着带隙基准电路的启动，电流开始流入Q1。 当VBG增加时，MS3在MS2关闭时打开，以确保启动电路电感不影响带隙电路操作。 如图7所示，带隙参考电压带有很大的电阻可以抵抗温度和输入电压的变化。通过这种设计，SIBMO可以实现对不稳定电源供应的准确性。
另一个子电路设计用于实现零电流检测（ZCD）及其相关的逻辑控制器。一个详细图如图8，其通过合成描述了ZCD的功能及其与其他电路块的关系以及SIBMO升压/降压转换器的主拓扑。涉及几个电路块来实现ZCD，包括红色，虚线框，电压的检测电路选择级，电压锁定级，ZCD信号处理级，COT定时器和信号发生器逻辑。 ZCD
基于漏极之间的差异，和两个驱动MOS器件的源极电压Mp和
Mn来检测零电流。该电路在内部包含两个比较器和四个开关S1，S2，S3和S4，如图8所示。 S1和S2是高压MOSFET（HVMOSFET），而S3和S4包括HVMOSFET和HVBJT。 HVMOS-FET中S3和S4的在N沟道中，借用到连接到GND的主体的MOS上的。另一方面，ZCD实际上是在SIBMO的电感电流上并使跨接漏极和源极两个驱动功率MOSFET，Mp和Mn检测电压成为可能。如表1所示，不同的操作状态导致不同的电流路径，如图2所示，当驱动MOSFETMp和Mn的极性被ZCD检测电路感测，表1中的SIBMO的状态可以在线预处理。该确定由信号发生器在逻辑控制器中实现，如图8所示，这将在下一节中详细说明。
3 恒定时间充电方法
现有的恒定导通时间（COT）的充电技术，脉冲频率调制（PFM）之一，具有灵活性和最大化效率的优点，因此应用在在本研究中SIBMO的设计。每个COT循环包含给电感和电容充电期。为了最大化电力传输效率和缩短充电时间，由此设计了用于COT的动态充电算法研究与决策流程图。 如图9所示，包含输出和稳定6，-6，12和-12 V的四个模拟电压的过程。电感的相关电流波形的动态计费算法如图10所示，应用于蓝框电路中图8的逻辑控制器被设计用于实现动态计费算法，通过简单的逻辑门进行连续充电并将四个输出升压至6，-6，12和-12 V，如下图9。控制器的一般功能是决定在电感器和/或电容器上充电的时间，以实现和稳定所需的四个正/负输出水平。
在上述逻辑控制器中，如图8框架电路所示，电压选择级接受四个电压信号，其中只有如6，-6，12或-12V中的一个作为充电对象。图9的动态充电算法决定了哪个输出电压为充电目标。对于给定的输出电压电平的充电时间如图11中基于波纹的电压感测决定。任何
四个输出开始被充电，是因为其感测电平低于预先指定的电平Vo，通过触发其COT充电期间来开始充电。图9中动态充电算法是通过简单的顺序逻辑选择哪个输出应该进行充电循环。充电顺序是实际上是 12，-12， 6和-6 V，因为plusmn;12 V提供用于控制VS1和VS2的电力偏压来分别对 6和-6V充电，一旦所有输出保持在所需的电压电平，充电过程进入非操作状态，如图10所示，实际上在整个SIBMO转换过程中没有电流流过电感器并且所有开关关闭。跟随电压选择级是蓝框中的电压锁定级逻辑控制器。在给定电压达到其目标水平以允许非零电感器电流实际上减少到零，即完成充电期之后，该级在延长时段锁定所选电压（Phi;1，Phi;2，Phi;3或Phi;4）。这防止了给定的电压输出下的预期的充电电流对于意外流向下一个目标一，导致不准确的输出电压电平。第三级称为ZCD信号级。如第二部分所述，该级使进行电感电流检测。当电感器被检测为零时，该级产生解锁信号并触发COT定时器启动对另一个输出电压的充电。 最后的电路块是信号发生器逻辑，它能接受ZCD和的COT定时器产生门控信号并对开关MP，MN，M1和M3进行切换。
4.SIBMO和COT的设计
在这部分提出了SIBMO中的无源/有源器件的尺寸和COT的参数确定。 为了实现这个目的，根据经验，SIBMO中的芯片外电感器首先被初步设计为10mu;H，随后将所有其他无源器件和有源器件/组件在SIBMO中设为合理的尺寸值。 基于对10mu;H电感的仿真，所提出的SIBMO的一些结果说明和性能可以被预测，如表2所列。重要的是，总功率输出和每个功率输出可以分别被派生出来。
Pout,total =Vout,i · Iout,i = 156 mW, （4）
eta;out,1 = Pout,1/Pout-total =0.1154, （5）
eta;out,2 = Pout,2/Pout-total =0.3846， （6）
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