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一种具有自适应零补偿的电流型DC-DC降压变换器
摘要：lt;正gt;为了实现DC-DC降压转换器的快速瞬态响应，提出了一种自适应零点补偿电路。根据不同的输出负载条件动态调整补偿电阻，在不同条件下实现足够的系统相位裕量。采用改进的电容器乘法器电路实现最小化的补偿电容大小。此外，小信号模型的分析表明了所提出的自适应零点补偿技术的机制的正确性。具有所提出的结构的电流模式DC-DC降压转换器。采用0.35mu;mCMOS工艺实现，芯片尺寸仅为800times;1040。实验结果表明，当负载电流从100 mA变化到1A时，瞬态下冲/过冲电压和恢复时间不超过40 mV和30。
1、介绍
由于对便携式电池供电设备的巨大需求，电压调节和暂态恢复时间越来越受到人们的重视。当负载电流发生变化时，输出电压的变化可能导致便携式设备的不正常运行或性能下降。因此，设计具有良好暂态响应的DC-DC变换器是当今电源管理应用的需要。
许多提高电源暂态响应的技术被提出。最常用的方法是加快大容量补偿电容器的充放电时间。这种方法主要考虑的是负载电流变化时系统的稳定性。另一项著名的研究表明，为了获得更大的带宽，循环增益要高于稳态增益。即不稳定响应增加暂态电压变化，实现输出电压的快速恢复。数字控制方法，也是一种广泛应用于DC-DC转换器实现快速响应的机制。然而，模数转换器的性能下降和高成本是由模数转换器的功能造成的。参考文献中的自适应补偿与自适应补偿极点零对相比，具有较大的系统带宽和足够的相位裕度，但功率损耗大和电路实现复杂限制了其应用。
在这篇文章中，一种结构紧凑、实现简单的自适应零补偿电路被提出。自适应电阻跟踪负载电流变化，实现自适应极零对，在不同负载条件下获得较大的系统带宽和足够的相位裕度。此外，采用有源电流模式电容倍增器电路，使补偿电容面积有效。
2. 系统稳定性分析
在传统的电流型buck变换器设计中，为了保证系统的稳定性，通常采用比例积分(PI)补偿器。图1显示了一个简单的带有反馈电阻和误差放大器的buck变换器的功率级示意图。采用高增益的跨导误差放大器的目的是获得比只使用比较器的控制更好的调节输出电压。为了稳定系统，误差放大器需要由RC滤波器进行补偿，RC滤波器由补偿电阻Rz和补偿电容CC串联而成，从而产生极零对，实现比例积分补偿器(PI)。补偿电容Cc产生的Wpi极和误差放大器的大输出阻抗Ro构成了系统的主导极。此外，利用补偿电容Cc和补偿电阻Rz产生的零Wz抵消输出节点的输出极WPL。因此,Wp1的位置,Wz,Wpl可以表示为
(1)
如式(1)所示，由于cvPL是系统的负载相关极点，Wz和Wpl实现的极点零、抵消的准确位置在不同的负载条件下是不同的。因此，PI补偿器产生一个固定的补偿极零对，可以保证系统的稳定性，但不能保证在任何负载条件下都有良好的瞬态响应。因此，本文提出了一种新的自适应零补偿电路，该电路可以实现自适应极点零对，在任何负载条件下都能获得较大的系统带宽和足够的相位裕度。
图1所示 传统buck变换器的功率级由PI补偿器补偿
图2所示 电路实现自适应补偿电阻。
3.电路实现
3.1．自适应补偿电阻RZ
补偿零点的位置与补偿电阻和电容的乘积成反比。为了在任何负载条件下获得足够的PM，需要自适应地调整Wz以跟踪输出负载情况。如图2所示，采用自适应电阻控制电路推导出输出极WPL相消的负载相关补偿零Wz。
Mb1到Mb9晶体管实现为标准的cascode偏置电路。该结构中的误差放大器是一种单优势的高增益放大器，其原理图如图所示。采用带有采样和保持电路的电流传感电路来计算负载电流值。因此，平均电感电流ISH可以写成式(2):
(2)
其中ILoad为负载电流，N为电源开关与感测晶体管的纵横比。额外的恒流Ic用于产生直流电压，以保证Mpz和Mnz晶体管在负载不确定的情况下正常工作。通过Rs电阻器的电流累加后，负载电流值转换为Vs，如Eq所示（3）；
（3）
M17和M18晶体管的实现是为了获得负载相关的补偿电阻。将栅极施加到M17晶体管的VC上，并联晶体管Mpz和Mnz可以作为线性电阻在深三极管区域工作。因此，等效电阻RZP和RZN分别可以在式中(4)和(5)确定。
（4）
（5）
其中Vtpz和Vtnz为阈值电压，KPZ和Knz分别为Mpz和Mnz晶体管的迁移率和展弦比的乘积。，其次，确定Wz位置的等效电阻RZ等于Rzp //Rzn的值。
（6）
在稳态运行时，Vc1和Vc2电压值相似。因此，上式可简化为 （7）
因此，可以得到补偿零点的精确表达式为
（8）
将式(3)代入式(8)可得
（9）
由式(9)可知，补偿零WZ跟踪负载电流变化，说明输出极Wpl对PM的影响可以有效缓解。
3.2补偿电容直流
单片机频率补偿技术在电流型DC-DC变换器中得到了广泛的应用。然而，补偿元件RZ和CC的值很大，以适应负载条件最坏的情况，这增加了硅的面积。有源电容倍增器，可用于面积效率。本文采用的方法类似于文献[10]中的工作方法，其优点是不需要额外的反馈放大器。
同时，与文献[10]中提出的方法相比，新设计的电路具有级联电流镜的特点，旨在降低电容器的有效串联电阻。电容倍增器的电路实现如图3所示。电容的倍增比是由Ml晶体管的尺寸与M2晶体管的尺寸之比决定的。由于栅极电压Vb1和Vb2如图2所示，M3和M4晶体管实现为恒流。假设gm3ro3ro4gt;gt;1, gmlgmOrOgt;gt;1，则等效电容Ceq为
（10）
结果表明，片上电容Co的比例系数为x 1，从而减小了电容的尺寸，同时保持了Eq.(1)所要求的有效耦合电容。
3.3小信号分析
利用环传递函数T(s)研究了带自适应补偿网络的误差放大器的稳定性。为了分析回路传递函数，图4给出了图2所示电路的等效小信号方框图表示。经分析,gm3 是M17的跨导,而通用汽车, 而在图2中gm1，gm2分别代表M3和M13,的跨导，Ra和Ca是等效电阻，节点Ua处的电容。
图3所示 电路实现了电容倍增器
图4所示 提出的自适应补偿网络误差放大器的小信号图
由于小电阻Ra与M13的源端相连，故Ra可设为
(11)
其中r015为M15的小信号输出电阻。Ro为误差放大器的输出电阻，Co为误差放大器输出的寄生电容。从节点Vfb到节点Va的开环传递函数H1 (s)可以推导为
(12)
由图4可知，传递函数Uc1 (s)/Ua(s)为:
(13)
对于反馈回路，则节点Vcl到节点Va的传递函数H3(s)为:
(14)
由上述讨论可知，采用该补偿网络的误差放大器的传递函数可以表示为:
-1 (15)
在全局环路中，由于Ca很小，在环路增益分析中可以忽略节点Va处的极点。由此可知，循环传递函数的分母(Den(s))为
(16)
上述循环传递函数中所示的极点是基于以下考虑推导出来的。
(1) gm3的值被设计为较小。
(2)为简化计算，求gm2与的乘积，Ra近似为1。
(17)
(18)
对于Ccgt;gt;Co, Rogt;gt;RZ，自适应补偿方案产生的P1极位于低频区域作为系统的主导极，可以表示为
(19)
由上述分析可知，采用该补偿方案的误差放大器的传递函数可改写为:
(20)
显然，负反馈回路实现自适应电阻的机理对系统的稳定性没有影响。因此，对小信号模型的分析表明了所提出的自适应零补偿技术的正确性。
图5所示 提出的DC-DC降压变换器的显微图像
4. 实验结果
采用0.35 CMOS工艺制作了自适应零补偿电流型DC-DC降压变换器。芯片外电感和输出分别为4.7 uH和10uF。在典型的锂离子电池供电的输入电压为2.5 - 5.5 V的应用中，输出电压为I .2 V。图5为芯片显微图，模具尺寸为800x1040。表1比较了这幅作品与一些最先进的设计的性能。图6显示了ILOAD从100ma到1a时的Vout和电感电流IL，反之亦然。过冲和过冲电压小于40mv，过冲和过冲电压的瞬态恢复时间分别为30和25。很明显，当负载电流突然变化时，该技术的性能具有较小的超调/欠调电压和稳定时间。波形表明，自适应零点可以根据瞬时负载电流条件增加系统带宽和相位裕度.
5. 结论
针对电流型DC-DC降压变换器在不同负载条件下的快速瞬态响应，提出了一种自适应零补偿电路。利用跟踪负载电流变化的补偿电阻实现自适应极点零对，在不同负载条件下获得较大的系统带宽和足够的相位裕度。通过电容乘法器电路的实现，该电路结构紧凑，实现简单。对小信号模型的分析表明了所提出的自适应零补偿技术机理的正确性。实验结果表明，该电路可用于便携式DC-DC变换器中。
参考文献
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