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2015年工业信息学国际会议 - 计算技术，智能技术，工业信息集成
单相H桥逆变电源解耦模块的设计与研究
马思源，彪亮，朱国荣，陈伟 武汉理工大学自动化学院
王浩然 丹麦奥尔堡奥尔堡大学能源技术系
中国武汉
摘要：在单相变流器中，交流侧和直流侧瞬时功率的不平衡会导致直流侧出现低频纹波，降低变流器系统的可靠性。 本文在H桥逆变器中增加了一个桥臂和一对电容作为功率解耦模块，研究了解耦模块的解耦理论和电容选择原理，将其放置在逆变器的直流侧或交流侧。 通过分析两种拓扑结构的电压和电流应力，分析了解耦模块对H桥逆变器的影响以及模块电容器对模块电压和电流应力的选择。 双线频率纹波电流的流动路径说明了功率解耦模块的解耦效果。 通过仿真验证分析的合理性，为解耦模块的设计和应用提供理论依据。
关键词 - 功率解耦; H桥逆变器; 低频波动
I．介绍
在单相变流器中，交流瞬时功率固有地存在双频脉动功率，这在交付给直流侧时会产生低频纹波电流。 对于光伏（PV）系统，低频纹波电流将影响光伏逆变器系统中的最大功率点跟踪（MPPT），降低光伏转换效率[1]。 而在电池储能系统（BESS）中，低频纹波电流会导致电池过热和寿命缩短[2]。 通常，DC-Link上的电解电容器用于平衡AC和DC侧的瞬时功率。 然而，由于其寿命短的低频纹波电流，因此需要大容量电解电容器，从而限制了单相变换器的功率密度和工作寿命[3]。权力解耦研究集中于主动采用薄膜电容器或电感器作为纹波储能元件来平衡交流和直流侧的瞬时功率，从而降低了DC-Link电容器所需电容，并且由于薄膜电容器的使用寿命长而提高了转换器的可靠性，电感[4]。 同时，与具有较低等效串联电阻（ESR）的薄膜电容器相比，电感器的电感波动，并且大电流期间电感器的磁饱和会使纹波功率补偿不准确[5]。 因此，薄膜电容器比电感器有更广泛的应用。主动方法可以分为自控方法（SCM）和电流纹波注入方法（CRIM）[6]。 自我控制方法（SCM）利用转换器内部的DC-Link提供纹波功率，以降低纹波电流。 在光伏系统中，通过控制前端升压，可以将纹波电流限制在DC-Link中两级逆变器的转换器[7]; 在差分降压逆变器，纹波功率由输出电容器提供控制输出电容器的电压[8]。 在SCM中，不需要额外的组件，整体效率也相对较高。 但是，它仅限于特定的转换器结构，并且控制器设计在应用于其他结构时需要进行更改。
电流纹波注入方法使用额外的组件来提供纹波功率。 由于纹波功率是由附加组件提供的，因此系统的可靠性和移动性得到了增强，但却导致额外的功耗和系统总体成本的增加。 纹波电力存储组件可以放置在单相转换器的交流侧或直流侧。 在[9]中，逆变器直流侧增加了第三个桥，通过控制第三个桥，纹波功率由附加的小电容提供。 为了更好地利用电容器的极性，可以在逆变器交流侧通过添加第三个电桥来实现电源去耦[10]。 在单相半桥转换器中，一个桥和一对电容器被添加到DC侧以提供纹波功率。
在单相电力电子变换器中，交流侧含有二倍工频的瞬时脉动功率导致直流侧电流含有二倍工频的低频纹波，这种低频纹波电流会给直流侧带来不良影响。通常在直流母线两端并联DC-Link电解电容来缓冲直流侧的脉动功率，达到功率解耦的目的。纹波电流为二倍工频，由于频率低，解耦所需的DC-Link电解电容容量大，而且电解电容寿命短，因此DC-Link电解电容的使用限制了单相变换器的功率密度和运行寿命。
有源功率解耦方法通常利用有源电路来减小直流侧脉动功率，DC-Link电容容量可以明显减小电容可靠性得到提高。其中含薄膜电容的功率解耦模块可以置于变换器的直流侧或交流侧以实现功率解耦，提高DC-Link可靠性。解耦模块方法不受单相变换器拓扑结构的限制，可以实现功率解耦的即插即用，甚至可以推广应用于单相级联变换器DC-Link侧，实现功率解耦，改善DC-Link可靠性。
最近的研究集中在DC上的功率解耦或AC侧，而不对这两种拓扑中的功率解耦进行对比研究。 本文将纹波储能元件及其控制装置作为功率解耦模块，将其应用于不同的拓扑结构，实现功率解耦，无需改变原电路。 电源去耦模块包括一个电桥和一对电容器。 尽管通过控制模块电容电压，模块可以提供纹波功率，从而可以平衡交流和直流侧的瞬时功率，并可以降低直流侧的低频纹波电流。 从单相H桥逆变器交，直流侧配置功率解耦模块的电源解耦原理出发，分析了解耦模块前后双频纹波电流的流动路径， 。 之后，分析了上述两种拓扑中功率解耦模块的设计。 针对这两种拓扑结构，分析了逆变器电压和电流应力。 详细阐述了模块电容器的选择及其对逆变器电压电流应力和逆变器效率的影响，为解耦模块的应用提供了理论依据和设计指导。 仿真结果验证分析结果。
II．电力解耦原理
本文所提出的功率解耦方法通过使用提供纹波功率的解耦模块来实现。 图1为H桥逆变器的电路图以及可以放置在H桥逆变器的交流侧或直流侧的去耦模块。 去耦模块与H桥的连接形式如图1所示。 VDC为输入直流电压，i\为H桥逆变器的输入电流，T1 – T4为H桥逆变器电路，Vo , io是输出电压电流，L1 , L2 , C代表输出滤波电感和电容。符号x = a，b代表直流和交流侧。模块包括添加的两个开关管T5 , T6 构成新桥臂和电容C1x , C2x C ，新桥臂中点连接到差分电容C1x , C2x 的中点， C1x , C2x容值相等，Lf 为小的滤波电感。T1 minus; T4 与T5 T6的控制相互独立。下面分别介绍两种拓扑下功率解耦模块的工作原理。
图1 H 桥逆变器与功率解耦模块电路图
在单相逆变器中，单位功率因素下，输出交流侧的电压和电流为：
其中omega;为电网电压频率，Vmax , Imax 分别为输出电压、电流幅值。
输出瞬时功率为：
输出瞬时功率由两部分组成：平均输出功率和二倍工频脉动功率。为了缓冲交直流侧瞬时功率不平衡，脉动功率需储存在储 能元件中
。
- 直流侧解耦
差分电容C1a .C2a串联提供逆变器直流侧电压且C1a = C2a = Ca，vc1a ,vc2a分别为上下两个差分电容电压，为抑制二倍纹波功率，电容电压由的偏置值与波形控制函数Vca sin(omega;t theta; a )组成，theta; a为电容电压与交流侧电压相位差，差分后仍可得到期望的直流侧电压。Vca为波形控制函数幅值， 满足。
电容电流推导为：
两个电容提供的瞬时功率为：
通过控制模块电压波形，可以使模块电容瞬时功率与脉动功率相等，实现功率解耦。
B．交流侧解耦
差分电容C1b ，C2b串联提供逆变器交流侧电压且C1b = C2b = Cb，vc1b， vc2b分别为上下两个差分电容电压，为抑制二倍纹波功率，电容电压由与波形控制函数 组成，b为电容电压 c1b v 与交流侧电压o v 相位差，差分后仍可得到期望的交流侧电压。Vcb 为波形控制函数幅值，满足
电容电流推导为：
两个电容提供的瞬时功率为：
两种拓扑下模块电容提供的瞬时功率与交流侧脉动功率相等，得到：
图2（1）、（2）分别为仿真得到解耦模块在直流侧和交流侧时的交流侧输出电压波形、两个差分电容电压波形、不加模块时直流侧电流波形和加模块后的直流侧电流波形。
图2 功率解耦模块在直流侧和交流侧部分波形
由图2 可知，不加模块时，直流侧输入电流存在两倍基频的脉动成分，加入模块后脉动成分得到明显抑制。
C.倍纹波电流流通路径分析
脉动功率由交流侧产生，未加解耦控制时表现为在直流侧由2 倍纹波电流流过。下面分析未加解耦模块和解耦模块在直流侧和交流侧时2 倍纹波电流流通路径。
图3 无解耦模块2 倍纹波电流流通路径
图4 解耦模块直流侧时2 倍纹波电流流通路径
图5 解耦模块交流侧时2 倍纹波电流流通路径
图3 为加入未加解耦模块时单相H 桥逆变器2 倍纹波电流流通途径，2 倍纹波电流由直流侧流经开关管T1 , T2 和 T3 , T4 。图4、5为解耦模块在直流 侧和交流侧时2 倍纹波电流流通途径，直流侧无2倍纹波电流，2 倍纹波电流由T1~T4流经T5 , T6 。
III.功率解耦模块电容选取分析
功率解耦模块在直流侧和交流侧时，满足。当时模块可以提供最大纹波功率，令脉动功率幅值为， Ceqa ,Ceqb为等效模块电容，根据表1 得到：
当采用传统解耦方法时， 通常在逆变器DC-Link 处并联解耦电容储存脉动功率，DC-Link 电压纹波抑制在1%标称电压时，解耦电容容量为[11]：
式(9)、(10)、(12)显示，补偿同一脉动功率时， 解耦模块所需电容容量较无解耦模块时减小了约25 倍。解耦模块放在交流侧时比在直流侧时所需电容容量大。
图6. 电容电压、模块电容与纹波功率3D 关系图
图6 为直流侧功率解耦时，模块电容电压波形控制部分幅值与模块电容和纹波功率的3D 关系图。可以看出补偿的纹波功率增大时需相应增大模块电容值或模块电容电压给定。
IV．逆变器电压电流应力研究
逆变器开关管电压应力均为直流侧电压。
模块在交流侧和直流侧时，由于T1 ~ T4控制主 电路输出电压， T5 , T6控制模块电容电压，且两种控制相互独立，得到占空比：
模块在直流侧时主电路各开关管有效值电流：
模块在交流侧时主电路各开关管有效值电流：
模块滤波电感电流：
模块滤波电感有效值电流：
模块开关管有效值电流：
可以看出，直流侧侧模块加入前后主电路开关管电流应力不变，交流侧模块加入后主电路开关管电流应力改变。在 时，由于 ，交流侧模块T5 , T6 电流应力大于直流侧模块，交流侧模块滤波电感电流应力也大于直流侧模块，因此选滤波电感时饱和电流要求更高。当模块电容器电容增加时，开关电流应力增加。 因此，选择模块电容器电容必须采取开关电流强调考虑。 因为逆变器损耗是相关的以直流电压和开关电流应力，选择模块电容器的电容也会影响变频器效率。
V．总结
本文解耦模块以添加的一个新桥臂和一对电容作为功率，在H 桥逆变器中分别将功率解耦模块放在直流侧和交流侧以实现功率解耦。本文探讨了模块在直流侧和交流侧时模块功率解耦原理，通过分析加入模块前后2 倍纹波电流流通路径说明解耦模块解耦效果，针对模块设计对模块电容选取原则进行说明，对比分析模块放在直流侧和交流侧时H 桥主电路和模块器件的电压电流应力，并且分析电容的选取对电压电流应力的影响。
在电力电子变换器中，DC-Link电容被广泛用来平衡直流母线输入侧和输出负载侧的功率，并且起到抑制直流母线电压波动和滤除DC-Link处谐波电流的作用，在某些应用中还起到在电路故障时提供能量支撑的作用。由于电解电容能量密度高、容量大且成本较低，DC-Link电容广泛采用电解电容。
在单相变换器中，通常在直流母线两端并联DC-Link电解电容来缓冲直流侧的脉动功率以平衡直流侧和交流侧瞬时功率，达到功率解耦和抑制直流侧低频纹波电流的目的。电解电容的寿命在很大程度上受工作温度的影响，电容电流流过电容等效串联电阻（ESR）时会产生热，而随着电解电容内部核温的升高，电解液从电容封端挥发的过程会加剧，同时电容容量会降低，造成电解电容等效串联电阻（ESR）增大，反过来导致电容损耗的增加，从而加速电容的老化失效]。通常电解电容在105℃工作温度下的寿命仅为1000h-7000h。由于单相变换器直流侧低频纹波电流为二倍工频，频率较低，所以所需的DC-Link电解电容容量大，同时二倍工频对应的电容等效串联电阻（ESR）大，造成低频纹波电流下的电容损耗较大，使得DC-Link电解电容老化问题加剧，因此单相变换器传统功率解耦方法中，DC-Link电解电容的寿命十分有限。以单相光伏并网逆变器为例，直流侧电压为400V时，光伏并网逆变器中DC-Link电解电容一般为0.5mF/kW。而当变换器电压和功率级别较大时，通常需要将多个DC-Link解耦电解电容串联使用以满足耐压要求。DC-Link电解电容的使用限制了单相变换器的功率密度和运行寿命。
为克服传统DC-Link电解电容功率解耦方法的缺点，目前功率解耦方法的研究主要集中在有源方法，有源方法通常利用有源电路来减小直流侧脉动功率，以实现功率解耦达到抑制直流侧低频纹波的作用，DC-Lin
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