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不使用电解电容的微逆变器功率解耦方法综述
摘要：在单相光伏系统中，输入端和输出端之间的功率失配导致功率脉动，严重影响最大功率点跟踪（MPPT）。并联电解电容（电解电容）在光伏面板平滑功率脉动似乎是一个不可靠的方法，由于其较短的使用寿命。为了解决这一问题，提出了用于微逆变器的各种功率解耦方法。本文从效率、成本和技术特点等方面进行了介绍。此外，还介绍了近年来提出的一些特殊的新方法，以说明微逆变器的发展趋势。然后进行了总结和比较。最后，提出了进一步研究功率解耦的潜在技术路线。
Ⅰ.介绍
随着光伏市场的快速发展，预计2020年全球太阳能电能装机容量将达到700GW的高峰[1]。在光伏一体化建设中发挥重要作用的微型逆变器有助于光伏市场的发展。
对于微型逆变器，其优点很多：（1）高效率，（2）易扩展性，（3）即插即用，（4）节省空间，（5）高可靠性等等。在并网微逆变器系统（GTMIS）中，网格线是单相连接的。然而，它有一个明显的缺点，即输入功率是恒定的，而跟随电网的功率随时间的变化是由单相系统中的双线频率振荡引起的[2，3]。通常，在PV面板上采用电容器来处理由单相系统的输入和输出端子之间的差分功率引起的功率脉动。尽管上面提出了很多优点，但即使使用大型电解电容器，它也不能满足GTMIS的可靠性要求[4]。由于电解电容随着时间的推移电解液损失而降解[5]，在105°C的工作温度下，其典型寿命为1000〜7000小时。这与半导体器件的寿命相比太短了。众所周知，许多半导体器件以GTMIS长寿命为特征。据报道，低功率开关可以运行至少10,000小时，而光伏电池板保证25年的运行时间常规可用[6,7]。
上述问题仅存在于单相GTMIS中。三相GTMIS自然地满足功率平衡，因此可以取消去耦电容。然而，三相GTMIS在成本、体积等方面通常不适用于小于10kW的小功率应用。受现有技术限制，对长寿命电解电容器的研究仍然停滞不前。关于低压长寿命电解电容器的研究由于水化反应而遇到很大挑战，在微逆变器中开发无电解电容器的电力解耦技术成为研究的热点[8-11]。微型逆变器可以处理功率脉动，并使用电源解耦技术替代可靠的长寿命薄膜电容器用于电解电容器。许多研究人员提出了用于微反转的各种功率解耦方法。此外，功率解耦技术常用于发光二极管（LED）照明应用[12]。需要审查微型逆变器的解耦方法，以介绍这方面的研究进展。本文的结构如下：第二节讨论了功率解耦的概念。第三部分介绍了许多典型的方法，并在第四部分进行了比较。第五节提出了作者进一步研究的潜在技术路线。结论在第六节中提出。
Ⅱ.电力解耦原理
PV面板应该在恒定的最大功率点（MPP）下工作，以最大限度地提高能量收集。 PV面板的发电功率PPV由下式给出:
（1）
其中，UPV和IPV是PV电池板的电压和电流。 注入到电网的电流i（t）和电网电压u（t）由下式给出:
（2）
其中，U和I分别为电网电压幅值和注入电流幅值，omega;为电网频率; phi;是功率因数角。 瞬时输出功率Pac可以表示为：
（3）
假设没有相移，（3）可以改写为：
（4）
其中，Pav = UI / 2，Pav(2omega;t)= Pav cos(2omega;t)。 （4）中的瞬时功率由两个项组成，如图1所示。平均功率Pav是输出功率的平均值，第二项Pav cos(2omega;t)是具有两倍电网频率的时变功率。 如果忽略逆变器的功率损耗，Pav将等于Ppv。 随时间变化的功率将导致PV端的电流纹波。 它不仅扰乱了MPPT过程，还扭曲了注入电网的电流。
图1.通过去耦电容处理能量脉动的瞬时输出功率
为解决这些问题，应采用功率去耦电路作为处理功率脉动的缓冲器。 在一定条件下，光伏电池可视为电流源，电流波动显着降低能量收获[13]。 通常，电容器与PV模块并联放置。 然后，功率脉动以电压纹波的形式转化为电容器，避免了PV端的大电流波动。 所需的去耦电容由下式给出：
（5）
其中，Uav是电容器两端的平均值，U是允许的峰峰值电压变化。 如图2所示，通过增加Uav或Delta;U可以使电容值最小化，从而为使用薄膜电容器提供了可能性。
图2. Ppv = 200W时所需的电容值
III. 电力解耦方法
通过采用功率解耦方法，可以提高逆变器的使用寿命和光伏利用率，在电源解耦电路中，薄膜电容器起着关键作用。 虽然这种技术带来了一些优势，但不应忽视额外的去耦电路损耗。 此外，成本和控制复杂性值得考虑。 值得注意的是，选择的功率解耦方法通常依赖于特殊的微逆变器拓扑。 该功能有助于对功率解耦进行分类研究。
A.PV侧功率解耦
这种解耦方法可以进一步分为两种：串联的PV侧解耦拓扑结构通常用于电流源逆变器（CSI），其中庞大的电感器会降低动态性能;具有并联PV侧去耦拓扑的微型逆变器，可以在非连续导通模式（DCM）中运行，得到更广泛的应用。
图3所示的拓扑结构是一种具有功率去耦电路的反激式微型逆变器[14]，其结构类似于有源钳位电路，而工作原理不同。去耦电路仅使用40uF薄膜电容器和额定100W逆变器的开关。 S1一直保持到初级绕组电流在每个开关周期达到固定值以保持输入功率恒定。初级绕组被磁化，然后释放磁化能量以完全去耦电容器CD。最后，这部分能量被控制，以便在初级绕组上产生所需的磁化电流幅度并从第二侧释放电流，即序列磁化法（SMM）。在他的设计中，漏电感能量不能被回收，而去耦电路会处理所有的光伏电力，这会导致更多的额外损失。报告的最高效率只有70％。
图3. Shimizu等人提出的拓扑[14]
胡[15]提出了一种带有功率去耦电路的改进型拓扑结构，如图4所示，其中与图3中的功率去耦拓扑相比，使用了额外的二极管D1。类似于[14]，在每个开关周期的开始 ，S1继续工作直到初级绕组电流达到参考值以保持输入功率恒定。 但是，初级绕组的参考值随着每个开关周期而变化，从而导致计算复杂度。 电源去耦电路只处理功率脉动。 然后，所需能量由反激式转换器注入电网。 100W系统设计的峰值效率达到90.23％，但控制复杂度增加。
图4. Hu等人提出的拓扑结构[15]
通过引入有源电力滤波器的概念，Kyritsis [16]提出了一种双向降压 - 升压电路的拓扑结构，如图5所示，其中通过使用电流滞后控制来控制IPAF流过给定参考值。 因此，具有双线频率的PV电流被平滑以获得更高的PV利用率因子。 然而，在他的设计中，去耦电路处理的功率脉动量要比[15]中处理的功率脉冲量大一些，这会增加所需的电容。 去耦电容的电压纹波不能太大而不能降低系统效率，在这种情况下，在70W逆变器设计中使用500uF电容。
图5. Kyritsis等人提出的拓扑[16]
B. DC-link解耦
在多级逆变器中，独立功率级是可选的，以实现MPPT。 为了实现电源去耦，不需要像A部分所示的拓扑那样的去耦电路，因为电容器足够了。 如公式（5）所示，增加电容上的平均电压和电压纹波有助于减少去耦电容电容。 毫无疑问，将一个电容器与直流母线并联可提供所需的高电压纹波是另一种选择。 但是高电压纹波可能会导致电网电流恶化。 此外，这种类型的方法通过消除由使用特殊控制算法解耦拓扑引起的额外损失来提高效率。 但其稳定性和可靠性需要严格的测试。
Brekken [17]提出了一种控制策略，如图6所示，允许电压纹波（峰峰值为25％）。 在他的设计中，前端转换器从阵列中提取无纹波功率，逆变器中的高带宽AC电流环路确保直流电压纹波不会使交流输出电流失真。 设计的电压环截止频率设置为10Hz，在这种情况下，双线频率明显衰减，同时系统的瞬态响应降低。
图6. Brekken等人提出的控制策略[17
图7显示了Rodriguez [18]提出的另一种控制策略。 他的设计取决于三阶段拓扑，其中VCCS由第一级电路控制（图7中未示出），其引入了软开关技术以减少开关损耗。 在他的方法中，由D触发器控制的输出电流意味着电流滞后被用来产生跟随整流正弦波的电流。 电压回路中的低通滤波器（LPF）也会降低动态性能。
图7. Rodriguez等人提出的控制策略[18]
为了解决这个问题，Kotsopoulos [19]提出了一种预测在一个基本交流周期内校正直流电压误差所需的逆变器功率的方法，这仍然需要很多时间来克服输入功率或直流母线电压干扰。 文献[20]的作者提出了一个有效的控制方案，如图8所示，其中估计的直流母线电压纹波与实际测量值进行比较。 这个无纹理信号用于生成栅格注入的参考电流。 在他的设计中，电压回路的带宽被扩大，以获得良好的表现。
图8. Ninad等人提出的控制策略[20]
C.交流侧解耦
考虑到参考文献[21-23]，以复杂控制方法为特征的交流侧解耦依赖于具有全桥结构的微型逆变器，其中去耦电容器通常在逆变器级自身中被赋予。由于交流侧的电压波动较大，可以降低去耦电容，但功率开关的高压应力会导致很大的损耗。下图说明了两种交流去耦方法，其中双向开关用于为能量去耦提供闭环。
Bush和Wang [21]提出了一种带有功率去耦电路的CSI，如图9所示，其中一个附加的支路b被添加到交流侧以在逆变器和电网之间连接一个电容器，而另外两条支路a和c桥通过CL滤波器连接到电网。 ib的控制是保持转换器电桥瞬时功率流恒定的关键技术。以他的方式，空间矢量的概念被用来确定腿b电流的幅度和相位ib。
图9.Bush等人提出的拓扑结构[21]
Chen [22]提出了一种具有功率去耦拓扑结构的电压源逆变器，如图10所示，其中去耦电容由一个小电感Lb代替。 这两种拓扑的控制策略是相似的。
图10. Chen等人提出的拓扑结构[22]
D.其他解耦方法
近年来提出了许多解耦方法[24-32]。 与上述方法相比，其中一些具有不同的特征。Zare等人[27]提出了一种三开关微逆变器，如图11所示。它是一种改进的单相反激式变换器，通过采用另一个变压器绕组和一个有源电源去耦电路。 该三开关逆变器根据MPPT算法从PV面板提取最大功率。 它向电网提供正弦电流，并通过使用小型薄膜电容器补偿输入和输出功率差异。 在图11中，主开关S1工作在零电压开关状态，这增加了总体设计难度。 尽管如此，由于软开关技术和更少的元件使用，系统损耗显着降低。
图11. Zare等人提出的三开关微逆变器[27]
另一种AC-DC解耦拓扑结构的微逆变器由Wang等人[28]提出，如图12所示，其中模块连接的交流和直流端口具有较短的功率流动路径。 在他的设计中，功率脉动只有在去耦电路中流过，而在其他去耦方式中流过更多功率阶段时，功率损耗会降低。 该电路通过控制两个串联电容器之间的中点电压而作为电流源工作。 由于串联电容器的总电压受电网电压的限制，CD1的电压跟随指令而CD2的电压反向变化。 通过这种实现，功率脉动可以通过解耦电路的串联薄膜电容器去耦。
图12. Wang等人提出的AC-DC去耦拓扑[28]
IV.电力解耦方法的比较
上述解耦方法总结在表1中，关于效率，去耦电路元件，技术特征等等。
光伏侧去耦技术依赖于由影响系统效率的额外组件组成的功率去耦电路。由于用于PV侧去耦拓扑的反激式转换器，峰值电流控制通常用于此类方法。三端口微型逆变器通过将去耦电路连接至变压器中的辅助绕组来解耦功率脉动。考虑到降低去耦电路的成本，三端口拓扑结构可能是一个端口实现MPPT的逆变器，另一个专用于功率去耦的端口[4]。控制三端口解耦拓扑结构和光伏端解耦拓扑结构的复杂性是相似的。至于直流链路解耦方法，它们仅用于多级拓扑。由于省去了电源去耦电路，提高了系统效率和成本。同时，通过采用特殊的控制算法，直流链路上的电压纹波足够高，可以有效地降低去耦电容，而不会影响电流注入电网。但是，直流链路上的高压纹波会增加开关应力，并显着降低系统稳定性。交流侧去耦技术似乎是多级微型逆变器的替代方案。考虑到交流侧的高电压摆动，去耦电容也可能减小到一个很小的值。不幸的是，AC侧解耦的研究还不够。
表I. 不同功率解耦方法的比较
Ⅴ. 潜在技术路线的可行性分析
鉴于上述情况，现有的直流链路和交流侧的解耦方法存在诸如可靠性差和控制复杂等问题。 作者提出了一种潜在的技术路线来解决这些问题。 如图13所示，去耦电路与交流侧并联，但并未嵌入逆变器中作为相支路。 去耦电路独立于功率级，提高了可靠性，并充分利用交流侧的高电压来减小电容器尺寸。
图13.跨AC侧的具有电源去耦电路的微型逆变器
在PV面板和CDC之间是具有MPPT功能的升压转换器。 H桥逆变器将所需电流注入电网。 恒定功率PI流过逆变器级，因为功率脉动由去耦电路补偿。 功率平衡得以实现。 因此，不需要大电容来平滑直流链路上的显着电压纹波。
该方案具有如下所示的优点：
（1）由于交流侧高压摆动，去耦电容的尺寸可以减小到小于光伏侧去耦的尺寸。
（2）不需要特别的直流母线解耦算法，可靠性得到提高。
（3）取消现有交流侧解耦方法中的双向开关，降低控制复杂度。
VI.结论
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