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用于光伏应用的多电平PWM逆变器拓扑
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- Agelidis D.M.Baker W.B.Lawrance C.V. Naya
澳大利亚可再生能源系统技术中心（CRESTA）
电气与计算机工程学院
科廷科技大学
GPO Box U1987, Perth, WA, 6001
澳大利亚
摘要
本文讨论了一种用于光伏应用的多电平脉宽调制（PWM）单相电压源逆变器拓扑结构。 介绍了这种拓扑结构中使用的反相（PO）载波配置多载波PWM开关技术。 导出逆变器开关控制信号。 在负载上产生5级和3级PWM电压波形，分别为高和低调制指数。 提供包括逆变器的一系列工作条件下的总谐波失真的性能特性。 本文中讨论的理论考虑因素得自低功率实验室原型的模拟和实验结果。
介绍
太阳能技术以光伏逆变器控制的偏远地区电力供应形式广泛应用于电网扩展在经济上不可行时[1]。 针对各种逆变器拓扑调整的适当电压控制方法用于未连接到电网的系统[2]。改善逆变器的输出波形会降低其各自的谐波含量，从而降低所使用的滤波器的尺寸以及由转换器的开关操作产生的电磁干扰（EMI）的水平。通常会产生两个或三个电平波形[2]。 多电平技术比传统技术有许多优点，特别是对于高功率应用[3-8]。 然而，这种方法很容易适用于中等功率和低功率应用[9]其中一些适合光伏应用[10-11]。 由于多电平信号接近比三电平信号更近的正弦信号，更小的滤波器尺寸，更低的开关损耗，更低的EMI和更低的噪声，所以多电平逆变器相比传统电路的多个优点包括改进的输出波形。
各种多电平开关技术已经在技术文献中进行了研究并提出，它们各自的特点和理论讨论的优点[12]。 然而，无论选择哪种开关技术，都必须推导适合特定逆变器拓扑的门控信号，因为它不是一种简单的方法。
本文的目的是报告申请的多载波PWM技术[12]到单相多电平逆变器拓扑[11]。 PWM技术是反相（PO）载波配置方法，该方法使用布置在连续频带中的几个三角载波，每个载波移位参考波形幅度的增量[12]。 逆变器拓扑适用于光伏应用，因为所需的独立电压源适合使用太阳能电池阵列。
图1：用于光伏应用的多电平逆变器的电源电路
本文按以下方式组织。 第二节介绍了能够在负载上合成多电平PWM波形的功率逆变器拓扑结构。 第三节介绍了适用于多级拓扑的开关技术。 在第四节中，推导了逆变器开关的控制信号。 第五节和第六节分别讨论了考虑的逆变器系统的仿真结果和低功率实验室原型的实验结果。 最后，第七节得出结论。
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- 系统描述
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所考虑的多电平逆变器拓扑结构的电源电路如图1所示。它通过在传统电桥拓扑中增加一个双向开关来构建。 双向开关控制流入和流出两个独立直流电压源的中性点的电流，并由两个开关Sop和S0 ,,组成。 逆变器电源电路在使用适当控制的情况下，可以在负载上施加五种不同的电压电平，即2E，E，0，-E，-2E。
开关Si，Sz，S3，S4的额定电压为2E，即直流母线电压（图1）。 开关S0 P和S0 ,,具有额定电压E，为直流母线电压的一半。 结果，这两个开关将比开关S1至S4的成本低。 开关上的反并联二极管允许持续的电流流动，从而有助于保持正弦输出电流。 而且，双向开关可以用两个开关S0p和S0，...建立。 如图1所示，串联连接而不与额外的阻塞二极管并联。
图2：多电平逆变器开关模式，其输出信号的单位（pu）振幅为n
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模式 |
I |
II |
III |
IV |
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高水平 |
1 2E |
E |
O* |
-E |
|
低级 |
E |
0 |
-E |
-2E |
表1：多电平逆变器工作模式和输入电压信号的输入电压信号的电压电平。
表2：多电平逆变器开关状态和逆变器未滤波输出电压信号的状态。
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- 多级PWM技术
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在50Hz输出频率的一个周期内，变频器通过四种模式运行。这些操作模式显示在图2相对于每单位（pu）输出电压信号。
每种操作模式都有很高的水平，低电平，如表1所示。五个输出电压电平是通过图中所示的开关组合获得的表2.
从表1和表2可以看出，电压电平“O”和“O *”是相同的值。 但是，为了换向目的，开关配置对于输出的前半个周期中的零电压电平是不同的，对于后半周期中的电压电压。
从图2中可以看出，每种模式的间隔随所需输出正弦曲线的幅度而变化。 模式变化的相角r /gt; i，cent;2，lt;h和cent;4
还要确定逆变器在特定模式下运行的时间。 为了清楚起见并参照图2，四种模式落入以下边界内：
模式一：
模式二：
模式三：(3)
模式四：(4)
为了控制逆变器，使用多载波配置PWM技术。 最近在[121]中提出的多载波配置PWM技术通过几个典型为三角形的载波信号，需要单个调制或参考波形的自然采样，该调制或参考波形通常为正弦波。 对于n层系统，即产生n-1个电平加上0的相电压波形，需要n-1个载波信号。 它们都具有相同的频率和峰 - 峰值幅度。 并且每个结构使得所有载波都是连续的。
一般来说，任何两个连续的三角形载体之间的相位位移是自由的，因此可以如下研究许多组合：
- 运营商或者反对（APO处置）。
- 所有零价值基准以上的载波同相，但与下面的（PO处置）相反。
- 所有载波同相（PH配置）。
对于5电平模型，载波相位偏移的其他组合可能是有可能的，但是在这些和选择用于调查的上述技术之间的微小差异会显现出类似的输出波形特性。
多电平反相（PO）多载波配置方法（图3）被用来推导所考虑的多电平逆变器的开关门控信号（图1）。
如图4所示，交换相角可以表示为取决于幅度调制指数或简单的调制指数M0。对于5级PO配置PWM技术，则调幅指数定义如下：
其中Ac是每单位（pu）载波（三角形）峰 - 峰值，Am是调制（正弦）信号的（pu）峰值。
此外，定义了调频指数如：
其中fc是载波（三角形）信号的频率，lo是调制（正弦）信号的频率。
虽然Am Ac或等同于幅度调制指数大于0.5时，交换相位角定义为：
对于Am; Ac，或等效的幅度调制指数小于0.5，交换相角等于
模式交换角随调制指数的变化如图4所示。因此，对于调制指数小于0.5的变频器，不能在模式I或模式IV下运行，因此只能产生三电平输出，如图10。
在输出电压的前半周期并假设调制指数大于0.5时，逆变器产生三个输出电平，即0，E和2E。 在后半周期，逆变器会产生另外三个电压电平，即O *，-E和-2E。 从表2可以看出，开关S2在第一个半周期内为OFF，在后半个周期内为ON。 相反，开关S4在前半个周期为ON，在后半个周期为OFF。 因此，开关S2和S4的开关频率等于50Hz的输出频率，因此可以使用诸如BJT的低频开关。 S2的开关功能与S4的开关功能相反。 表2还显示了Sop的切换功能与S1的切换功能相反，Son的切换功能与S3的切换功能相反。bull;即，无论何时开关Sop接通，开关S1断开，并且每当Son子开关接通时，切换S3关闭，反之亦然。
为了操作逆变器，需要导出开关门控信号。 然而，由于上述关系，只需要找到三个门控信号，这些门控信号是用于开关Sop，Son和S2的信号。 开关S1，S3和S4的门控信号分别简单地是开关Sop，Son和S2的门控信号的逻辑反转。
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- 控制信号
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仅为了说明的目的，使用载波频率fc为1800Hz的PO载波配置PWM技术（图3）。 调制信号的频率被选择为50Hz。 调频指数是Mr36。 对于如前所述的这种载波配置PWM技术，零载波以上的载波信号全部同相且与零以下的所有载波同相。 这显示在图3中
然后使用图1所示的多电平逆变器在负载两端的未滤波的输出电压波形导致图1的结果。 5当M0 = 0.8时。
从表2中可以推导出开关选通信号以匹配图5给出的输出电压电平。来自开关状态表的这些开关门控信号的结构如图6所示。在特定时刻，如果负载电压为0，则开关S0 n，S1 S2断开，开关Sop，SJ和S4接通。 如果负载电压为2E，则开关S0 p，S2和S3断开，开关So，。，S1和S4接通。 输出波形的整个周期都遵循这个过程。
现在开关技术和载波频率已被设置，需要说明物理逆变器控制中的门控信号的推导。 门控信号是通过增加PWM的一部分构成的。通过适当的逻辑门一起决定信号。正如第三节所述，PWM决策信号是来自载波信号和调制信号之间的交点。 PO的决定信号配置方法在图8中给出，并且这示出了仅在调制信号与相应载波信号相交的那些时间间隔期间出现的判定信号。
从图8并参照图3，C1表示载波1和调制信号交叉点; C2代表载波2和调制信号交点; C3表示载波3和调制信号交点，C4表示载波4和调制信号交点。 开关门控信号由这些信号的一部分组成。 有六个区域构成输出的一个周期，这些区域在图9中定义。区域是由模式交换相位角给出t /gt; i，t /gt; i_，th和t /gt; 4
在第三部分和图9中定义。因此这六个区域如下：
1
2
3
4
5
6
并在图9中示出。
通过具有图9的PWM判定信号和图8的输出区域脉冲，现在可以为每个开关定义开关信号。 接下来的布尔表达式将通过使用逻辑AND和OR门来实现。 然后给出图6的开关功能
其中11 11是逻辑或，11bull;11是逻辑与和11-11是一个逻辑反或NOT。当构建物理电路时，信号C1，C2，C3和C4来自比较器，比较各个载波信号和调制信号; 信号R1，R2，R3，R4，Rs和R6来自根据等式改变脉冲持续时间的存储器件（EPROM）。 （7），（8）（9）和（10）。 然后这些信号通过由上述等式定义的适当的逻辑门。
对于小于0.5的幅度调制指数，R2和R5信号的持续时间为零。 然而，上述逻辑仍然产生适当的开关门控信号以产生所需的输出。 由于幅度调制指数小于0.5，所以多电平输出如第三部分所述并降至图3所示的三级。相应的开关门控信号用于显示Ma = 0.4和M_F36图11。
图3：Ma = 0.8，Mf = 36的多载波相位反相（PO）配置PWM技术。
图4：模式交换角度与调制指数的变化，Ma。
图5：对于Ma = 0.8，Mr = 36，lo = 50Hz，多载波反相处置PWM技术的逆变器输出电压波形（5电平）。
图6：用于Ma = 0.8，Mr = 36，fo = 50Hz的多载波反相处置PWM技术的反相器开关选通信号。
图7：负载两端的非滤波输出电压对调制指数的频谱，Ma为多载波反相处置PWM技术和Mr = 36，lo = 50 Hz。
图8：多载波相位配置PWM t chnique和Ma 0.8，Mr 36，/。，0#39;50 llz的决定信号
图9：Magt; 0.5时用于选通信号的输出区域
图10：对于Ma = 0.4，Mf = 36，fo = 50Hz，多载波反相处置PWM技术的逆变器输出电压波形（3电平）
图11：多载波反相处置PWM技术的逆变器开关选通信号，以及Ma = 0.4，Mf = 36，[o = 50Hz
图12：用于具有多载波反相处置PWM技术的多电平逆变器的二阶滤波的失真因子DF2与调制指数以及Mt = 36 [o = 50Hz
图13：实验结果 - M0 = 0.8时的逆变器电压波形，Mr36和电流无源负载波形
图14：M-36和电感无源负载的电流波形。实验结果.mA=0.4的逆变器电压波形
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- 仿真结果
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针对之前讨论的参数对多电平逆变器进行了仿真。 结果如图5和图10的调制指数分别为0.8和0.4，揭示了逆变器根据调制指数产生具有不同数量级
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