传导性的比较分析CM电机驱动器的EMI发射：
WBG与Si器件
摘要
由于低导通和开关损耗而驱动，碳化硅（SiC）MOSFET和氮化镓（GaN）HEMT被认为是未来的替代品，适用于中压和低压的硅IGBT和MOSFET。然而，人们普遍认为，传导电机驱动的CM电磁干扰将由高速切换操作加速这些新设备进一步发展很重要。 因此，本文调查和量化传导CM，EMI辐射的增加。当采用SiC和GaN器件时，基于PWM逆变器的电机驱动。 通过分析方法，结果显示dv / dt对传导的影响CM排放量一般是有限的。 另一方面，开关频率的影响更为显着。实验室还进行了测试以验证分析结果。
索引条款 - 共同模式; 电磁
干扰; 氮化镓; 电机驱动; 碳化硅。
- 导言
宽带隙（WBG）半导体开关器件，如碳化硅（SiC）MOSFET和氮化镓（GaN）HEMT，已经被证明在低损耗方面优于最先进的硅技术高温性能。它们被认为是高性能和高功率密度的关键推动力。电机驱动器应用在汽车，航空航天，和工业。
WBG设备的短切换转换，通常在5纳秒到20纳秒的范围内，显著减少了开关事件期间的能量损失，但也增加了对地面漏电流增加的主要担忧和共模（CM）电磁干扰（EMI）发射。由于逆变器的脉宽调制（PWM）操作，直流母线的正极和负极导轨之间的驱动和电机端子电位不同，将CM电流驱动到地面系统中通过寄生电容和诱导CM电磁干扰发射。由于采用WBG设备，快速开关速度即高dv / dt将增加接地电流幅度以及CM，EMI。这对于几百伏直流母线的中压变频器尤为重要，因为这种变压器发生较大的电压变化。因此，本文旨在研究WBG器件对变频器（VSD）的CM，EMI辐射的影响。考虑到辐射EMI通常通过屏蔽来解决的事实，
本文主要关注在规定范围内的传导EMI在150 kHz - 30 MHz，其中大型输入和/或输出扼流圈必须用于衰减。关于基于WBG的VSD的文献中可以找到许多论文，
但其中大多数重点在于探索WBG设备的好处。虽然这是工业界一个重要的现实主题，基于WBG的驱动器的EMI特性并未广泛报道。作者比较了SiC MOSFET / SBD，SiC MOSFET / Si二极管，Si IGBT /二极管的开关波形和相应的频谱。据观察，当使用相同的栅极电阻时，SiC MOSFET在2 MHz - 50 MHz频率范围内产生比Si IGBT更高的振幅开关频谱。但是仅研究双脉冲测试仪上开关波形的频谱，没有提供实际的逆变器或EMI测量。参考文献研究并提出了一个定量EMC在SiC JFET和Si IGBT基变频器之间比较。但是，SiC JFET是以降低的开关速度驱动的。所以它具有与Si IGBT相当的dv / dt。因此，[18]中提出的研究不会解决本文讨论的问题。文献[19]将SiC JFET电机驱动器的EMC性能与一个公共散热器和两个独立的散热器进行了比较。但是，与传统的基于Si的驱动器相比，开关装置的影响不明确。在最近的一篇论文[20]中，作者们根据选定的Si和SiC MOSFET对两个级联升压转换器的CM噪声发射进行了比较，特别强调了不同的开关速度。
然而，该论文未能解决开关频率的影响，并未将发现推广到逆变器系统或不同的器件类型。其他一些研究人员也试图研究功率转换器的EMI噪声谱在开关瞬变的影响下进行分析计算[21] - [24]，[29]。例如，[21]推导了功率器件开关波形频谱的近似方程。但是，本文没有讨论所推导的方程的重要实际意义。此外，这些论文没有分析三相逆变器产生的CM电压波形，也没有将它们的分析应用于WBG装置或电动机驱动应用。
图1.直流电机驱动系统的电路原理图
图2.直流电机驱动的CM等效电路模型
图3.开关周期中典型的源CM电压波形
这篇研究论文的目的是弥补研究人员和工程师在WBG电机驱动器传导CM噪声问题上的知识差距。这个目标可以进一步分为两个部分。首先，了解如何在电机驱动器中采用WBG设备影响传导的CM噪音。其次，量化增加dv / dt和开关频率基于WBG的电机驱动器中的CM噪声频谱对其的影响。利用基于CM电路模型和频谱计算的分析方法来解决上述任务。CM模型中的关键观测值和谱方程已经在WBG设备和驱动器中得到了充分讨论。结果表明，dv / dt对传导CM发射的影响一般是有限的，而开关频率的影响更为显着。还需要进行实验室测试以验证分析。
II. 开关器件对VSDS连续CM电磁辐射的影响
为了说明VSD的传导CM EMI发射，驱动系统的电路原理图及其CM等效
模型分别如图1和图2所示。这里假定VSD直接由直流电源供电只考虑逆变器运行产生的噪声。在标准传导EMI测试中，需要在电源和变频器之间连接一对线路阻抗稳定网络（LISN），因此也包含在图中。
图2中的模型由四个阻抗和一个电压源组成。ZLISN表示LISN阻抗，其由EMI标准预定义，即在感兴趣的频率范围内为25Omega;。输入阻抗ZIN反映了地线与直流母线之间以及器件底板与散热器之间的电场耦合。输出阻抗ZOUT也取决于器件底板和散热器之间的电场耦合。负载阻抗ZLoad是电缆和电机的CM阻抗源CM电压vCM0被定义为：
(1)
其中vag，vbg和vcg是相对于地面的逆变器输出电压[25]。耦合到LISN对的CM电压（如图2中的vCMemi所示）通常被认为是来自驱动系统的传导CM EMI辐射，该传导系统是严格控制的[14]。 vCMemi可以简单地计算为：
(2)
请注意，在（2）中，所有的量都以频率表示域，即作为频率的函数。根据（2），分析开关设备的影响对传导的CM EMI辐射，有必要了解确定CM电路的因素的参数，即源CM电压和电路阻抗。
- 开关器件对源极CM电压的影响
如（1）中所定义的，在一个开关周期中的源CM电压vCM0波形如图3所示。
假定超调和振铃已经最小化，第二和第二高阶导数小到可以忽略。因此，特定vCM0波形由以下因素确定：DC总线电压VDC，六个开关转换的上升和下降时间（tau;r和tau;f），八个开关状态的占空比（Di）以及 每个开关周期（T）。
在这些因素中，VDC和Di与所使用的功率开关设备无关。但tau;r，tau;f和T强烈依赖于器件的开关特性。由于开关速度快，开关频率高，WBG器件的tau;r和T要比Si同类器件小。
图4.不对称梯形代表固定占空比的一个相脚输出电压
- 开关器件对CM电路阻抗的影响
在四种CM阻抗中，ZLISN和ZLoad与所使用的功率开关器件无关。但是，由于ZIN和ZOUT取决于器件之间的电容基板和散热器，它们很可能受器件封装和散热器特性的影响。例如，EPC GaN HEMT使用裸片，并且没有类似封装的硅片。与表面贴装硅MOSFET相比，这些HEMT裸片的小尺寸将稍微增加ZIN和ZOUT的值。另一方面，SiC MOSFET通常使用与Si IGBT相同的封装。但由于损耗和散热片尺寸减小，SiC逆变器的Si和ZOUT仍可能比Si对应的ZIN和ZOUT更高。
然而，从图2中的CM电路图来看，ZLISN和ZIN是并联的，后者通常比前者大得多。因此，ZIN的增加对于影响驱动系统的EMI发射并不重要。ZOUT也是如此。 因此，CM电路阻抗不受开关器件选择的显着影响。所以，下一节的主要重点将量化WBG器件对源CM电压vCM0频谱的影响。
III. 三相逆变器电源CM电压的谱分析
如前所述，WBG和基于Si的驱动器的传导CM EMI发射的差异主要归因于不同的vCM0波形，更具体地，归因于tau;r，tau;f和T的差异。因此，研究vCM0的频谱及其对开关波形参数的依赖性至关重要。
- 不对称梯形的频谱
假定在第II.A节中做出的假设，一个固定占空比的相脚切换的输出电压可以近似为一个非对称梯形，如图4所示，这是构建vCM0波形的基本元素。
从图中可以看出，占空比D的范围受到限制:
(3)
非对称梯形波形的时域表达可以很容易地得到。然后通过傅里叶级数，n次谐波的谱振幅被推导为：
(4)
注意在EMI测试中，只有噪声频谱的上限是重要的。 因此，当n变化时，有必要获得（4）中的最大值S（n）。在高频时，即对于大的n，当,和等于-1时，发生S（n）的上边界
(5)
在（5）中，fs是开关频率，即1 / T，f是频谱的x轴，n是谐波次数，所以f等于fs的n倍。
当n减小时，和将最终变得小于pi;并接近零，因此两个项和将不能再达到-1。 在这里，我们假设tau;rlt;tau;f，所以2npi;tau;r/ T首先接近零，并且可以应用下面的近似:
(6)
图5.不对称梯形波形的频谱包络的分析近似
图6.非对称梯形波（V = 100V，fs = 20kHz，D = 0.3，tau;r=0.1mu;s，tau;f=0.3mu;s）的数值计算谱和分析包络的比较。
令为-1并让为 - j，中高频范围的频谱包络可以为近似为：
高频范围与中高频范围之间的第一转角频率fc1可以通过例如
于是：
随着n进一步减小，2npi;tau;f/ T也接近零，即：
设为-1，低中频的频谱包络可近似为：
在中高频范围和低中频范围之间的第二转折频率fc2被计算为：
注意方程（7），（9）和（12），即，和的表达式在tau;rlt;tau;f的假设下是有效的，如果相反，即tau;rgt;tau;f， 应该交换这三个方程中tau;和tau;f的位置。在低频范围内，即对于小的n，最大幅度由开关频率fs分量界定，
图7 当时间变化时，非对称梯形波的谱包络：tau;r= 0.1,0.03和0.01mu;s（V = 100V，fs = 20kHz，D = 0.3，tau;f=0.3mu;s）
图8. 下降时间变化时非对称梯形波的谱包络：tau;f= 0.1,0.3和1mu;s（V = 100V，fs = 20kHz，D = 0.3，tau;r=0.03mu;s）
然后导出低中低频率区域之间的拐角频率fc3，
根据上面的分析表达式，非对称梯形波的频谱包络可以用图5所示的曲线近似。可以观察到，光谱曲线被分割成四个区域。随着频率的降低，每个部分的斜率从-40dB / dec过渡到0。 第一和第二转角频率分别与tau;nd和tau;f的较小和较大值成反比，并且第三转角频率是与开关频率fs成正比。
对于具有100 V振幅，0.3占空比，20 kHz开关频率，0.1mu;s上升时间和0.3mu;s下降时间的给定对称梯形波形，将数值求解器FFT获得的实际频谱和通过解析方程计算的频谱包络进行比较 图6。从图中可以看出，解析方程非常精确，与数值结果非常吻合。
- 切换参数对光谱包络的影响
利用图5中的解析表达式，可以容易地分析开关参数，特别是tau;r，tau;f和T对非对称梯形的频谱包络的影响。由于tau;r和tau;f在所有等式中可以互换，为了简化，在这里令tau;rlt;tau;f。
图9.非对称梯形波的频谱包络，当开关频率变化时：fs = 2,20和200 kHz（V = 100V，D = 0.3，tau;r=0.1mu;s，tau;f=0.3mu;s）
图7和图8分别显示了tau;r和tau;f变化的光谱包络。 比较两者，显然tau;f对频谱的影响几乎可以忽略不计，而tau;r的影响更为显着。从图7可以看出，随着tau;r的减小，频谱振幅逐渐增大。 这与一般认为一致，即较大的dv / dt会导致较高的EMI噪声。但是，也应该注意到，只有有限的一部分频谱，即在高频范围内，受tau;r变化的影响。 （5）和（9）可以进一步量化这种影响。
给定两个具有tau;r1和tau;r2（tau;r1gt;tau;r2）的波形A和B，然后，其他参数是相同的
A和B的频谱在频率上相同范围低于1 /pi;tau;r1;
B的频谱比A的频谱高20log（pi;ftau;r1）在1 /pi;r1与1 /pi;tau;2之间的频率范围内的dB;
B的频谱高于A的频谱在1 /pi;tau;2以上的频率范围内为20log（tau;r1/tau;r2）dB。
根据以上分析，三个重要观察可以在这里制作。首先，只有上升和下降时间的较小值有a对频谱有明显的影响。因此，尽管Si IGBT通常具有明显较慢的速度（如10倍）关断转换比SiC MOSFET由于这个原因电流拖尾效应[3]，预计EMI发射的Si IGBT将主要由其导通时间决定，这与SiC的性能相当MOSFET。
其次，器件的开关速度（dv / dt）仅影响高于第一转折频率fc1的噪声频谱。尽管这一原理在信号处理行业中是众所周知的[26]，并且用于探头带宽选择[27]，但驱动设计人员并不了解这一点。根据Cdv / dt，CM电流脉冲幅度与开关速度dv / dt成正比，并且一些人会认为CM光谱幅度也应该与整个频谱上的电流幅度成比例。但是，事实
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