EMI滤波器设计
第二部分：噪声源阻抗的测量
Vuttipon Tarateeraseth，IEEE会员，Srinakharinwirot电气工程系大学，泰国
电子邮件：vuttipon@ieee.org
摘要 - 在EMI滤波器设计系列的第一部分中，解释了导体EMI产生机制。在这一部分，一种测量噪声源阻抗的方法SMPS将被描述。所提出的测量方法允许准确提取SMPS在实际工作条件下的共模和差模模式等效噪声源阻抗。
l.导言
内置电力线电磁干扰（EMI）滤波器是开关模式电源（SMPS）的一部分,用来限制符合高达30 MHz的频率范围内的国际EMI监管要求[1]，[2]。 不像通信和微波应用中使用的滤波器，源阻抗和终端阻抗很好地定义为50Omega;，实际的噪声源和终端SMPS中EMI滤波器的阻抗远不是50Omega;[3]。 在里面标准传导EMI测量设置，开关电源通过线路阻抗稳定网络（LISN）其阻抗是明确的[4]。 不幸的是，噪音SMPS的源阻抗随几个参数而变化，如转换器拓扑结构，额定功率，元件寄生元素和电路板布局[5]。例如，DM噪声源阻抗受二极管整流器[6]的反向恢复电流现象（等效串联电阻）的强烈影响（ESR）和散装的等效串联电感（ESL）电容器[7]。 至于CM噪声源阻抗，决定组件是开关之间的寄生电容器件及其散热器以及电路板和底盘之间的寄生电容[2]，[8]。因此，设计一个EMI滤波器，通过假设50Omega;噪声源和终端来开关SMPS阻抗会导致滤波器的非最佳EMI抑制性能。
在测量SMPS的DM和CM噪声源阻抗方面取得了一些进展。 首先，通过简化假设噪声源是具有并联电阻和电容元件的电流源的简单Norton等效电路，开发了谐振法来估计SMPS的噪声源阻抗[9]。 通过使用谐振电感器终止SMPS的交流电源输入，可以估计噪声源阻抗[10]。 然而，选择和调谐谐振电感器以进行谐振的过程可能是乏味和繁琐的。而且，当频率增加时，非理想无功分量的寄生效应变得明显，并且基于其开发谐振方法的电路拓扑结构不再有效。 这种简单的方法只能对噪声源等效电路模型做出非常粗略的估计。
前段时间，介绍了插入损耗法来测量SMPS的DM和CM噪声源阻抗[11]。 这种方法需要满足一些先决条件。 例如，插入元件的阻抗必须远大于或小于噪声源阻抗[12]。 因此，如果这些条件不符合，精度会降低。 此外，它只提供噪声源阻抗的大小信息，相位信息只能用复杂的希尔伯特变换过程估计。
最近，开发了用于测量SMPS的DM和CM噪声源阻抗的双探头方法[13]。 测量设置中使用注入探针，传感探针和一些耦合电容。 为了以合理的精度测量DM和CM噪声源阻抗，必须谨慎选择DM和CM扼流圈，以便在SMPS和LISN之间提供非常好的RF隔离。 此外，需要特别注意确定DM和CM扼流圈对于额定功率更高的SMPS不饱和。 同样，这种方法仅着重于提取噪声源阻抗的幅度信息。
鉴于先前讨论的方法的局限性，提出了直接钳位双探针方法。 不同于正式双探头方法[13]，所提出的方法使用直接钳位型电流探头，因此没有直接的电接触LISN和SMPS之间的电力线导线。 因此，它消除了耦合电容的需求。 此外，不需要隔离扼流圈，使测量设置非常易于实施。 使用矢量网络分析仪作为测量仪器，无需进一步处理即可直接提取幅度和相位信息。 所提出的方法也非常准确，因为它具有消除由测量设置引起的误差的能力。
SMPS提取过程的假设是，SMPS的输入阻抗呈线性。 这是正确的原因，因为 - 根据[11] - 在工作过程中“开启”状态阻抗占主导地位，阻抗探测通过小信号扰动完成，因此允许线性化[14]。 利用已知的阻抗信息，可以克服前面提到的方法的设计限制，并且可以实现期望的滤波器插入损耗性能的系统EMI滤波器配置。
II. 直接钳位双探头测量理论
首先应用双探头测量技术来测量被测设备（EUT）的阻抗，例如， 通过[15]在20 kHz至30 MHz的频率范围内操作小型交流电机，荧光灯等。 然后，通过[16]和20 kHz至30 MHz [17]在10 kHz至32 MHz的频率范围内测量电源线阻抗。 后来，电力线阻抗测量的频率范围扩展到500 MHz [18]。 在相同的概念下，SMPS的DM和CM噪声源阻抗的表征可以按照[13]，[19] - [20]中的提议进行提取。
图1说明了直接钳位双探头方法测量任何未知阻抗的基本概念。它由注入电流探头，接收电流探头和矢量网络分析仪（VNA）组成。 VNA的端口1通过注入探头产生一个交流信号进入闭环，并通过接收探头在VNA的端口2处测量环路中产生的信号电流。
图2显示了图1所示测量装置的完整等效电路，其中V1是连接到注入探头的端口1的输出信号源电压，Vp2是接收探头在端口2测得的合成信号电压。 端口1的输出阻抗和VNA端口2的输入阻抗均为50Omega;。 L1和L2分别是注入探针和接收探针的主要电感。 Lw和rw分别是形成电路回路的接线连接的电感和电阻。 M1是注入探头和电路回路之间的互感，M2是接收探头和电路回路之间的互感。 Zp1和Zp2分别是注入和接收探针的输入阻抗。
激励信号源V1通过注入探针在电路回路中感应出信号电流Iw。 从图2可以看出，三个电路方程的结果如下：
根据表达式（2），注入探针可以作为与反射阻抗ZM1串联的等效电流控制电压源VM1在闭合回路中反射，并且接收探针可以被反射在与另一个阻抗相同的回路中 ZM2，如图3所示。对于30 MHz以下的频率，与有关波长相比，耦合电路回路的尺寸较小。 因此，耦合电路中的电流分布在整个环路中是均匀的，并且VM1可以被重写
由未知阻抗Zc在a-a#39;看到的等效电路可以由等效电流控制电压源VM1与由于测量设置Zsetup引起的阻抗串联而被替代。 从（3）中可以确定Zc:
根据图3的接收探针回路，由接收探针测量的电流Iw：
其中Vp2是VNA端口2测得的信号电压，ZT2是探头制造商提供的接收探头的校准传输阻抗。 将VM1和（5）代入（4）产生:
VNA端口1的激励源V1与注入探针Vp1上的合成电压有关:
将（7）代入（6），未知阻抗最终可表示为:
而 这是一个频率相关系数。 通过使用VNA的S参数测量可以获得比率Vp1 / Vp2。 从图2可以得到信号电压源Vp1 =（S11 1）Vp1 ，得到的测量电压可以由Vp2 = S21Vp1 [18]，[21]定义。 结果，两个探针电压的比率由下式给出：
系数K和设置阻抗Zsetup可以通过以下步骤获得。 首先，用已知的精密标准电阻器Rstd替代阻抗Zc来测量Vp1 / Vp2。 作为一个经验法则，Rstd的电阻值应选择测量未知阻抗的中间范围。 然后，通过短路a-a#39;再次测量Vp1 / Vp2。 通过这两个测量和（8），得到两个具有两个未知数K和Zsetup的方程（10） - （11）。 因此，K和Zsetup可以通过求解（10）和（11）来获得。 一旦找到K和Zsetup，双探头设置准备好使用（8）来测量任何未知阻抗。
应该注意的是，为了清楚起见，图1过于简单，并且不包含为测试中的有源器件（SMPS，在我们的例子中）供电的LISN。 LISN阻抗应该被认为是Zsetup的一部分，没有限制。 还有一点需要注意的是，VNA的注入信号必须远大于被测设备在感兴趣的频率范围内产生的背景噪声，以便背景噪声不会改变Zc值，叠加在 测量数量。 对于大多数中低功率有源系统，通常可以满足这样的条件。 但是，如果有源系统的特征在于功率非常高并且产生显着的背景噪声，则可以在VNA的端口1的输出端添加功率放大器以增加注入信号的功率，从而可以满足所述条件。
III. 测量LISN的终端阻抗
根据CISPR标准，SMPS通常通过LISN供电，以确保稳定和可重复的交流电源阻抗。 因此，为了提取噪声源阻抗，必须事先确定LISN的终端阻抗。 使用所提出的方法和HP4396B阻抗分析仪（100 kHz - 1.8 GHz）测量DM以及LISN（Electro-Metrics MIL 5-25 / 2）的CM输出阻抗。 使用两种方法测量的DM阻抗（ZLISN，DM）和测量的CM阻抗（ZLISN，CM）进行比较，以验证所提出的技术的测量结果。
使用双探头方法，LISN可以使用交流电源进行测量。但是，只有在LISN上没有交流电源的情况下，才能使用阻抗分析仪进行测量，以防止损坏测量设备。对于双探头方法，AC电源被施加到LISN的输入端，并且在LISN的输出端连接一个或两个1mu;F“X类”电容器以实现AC短路。应该注意的是，由于1mu;F电容的阻抗在测量频率范围内非常低，因此不考虑其阻抗。为了DM测量，在线对中线之间连接1mu;F电容。对于CM测量，需要两个1mu;F电容器，一个连接在线与地之间，另一个连接在中性点与地之间。对于DM输出阻抗测量，线路电线被视为一个输出电导体，中性线被视为返回导体。在CM测量的情况下，线路和中性线被视为一个单一的输出导体，并且安全接地线被视为返回导体。 LISN和电容器之间的接线长度应尽可能短以消除接线的寄生电感。
但是，由于连接线与简单电阻测量的情况不同，因此需要对Zsetup，DM，Zsetup，CM和频率相关系数（KDM和KCM）进行重新校准。对于DM阻抗测量，注入和接收探头只夹在连接线上。当LISN和“X”级电容器被拆除并且短路两端的线路和零线时，可以通过测量Vp1 / Vp2来获得Zsetup，DM和KDM。再次，通过在一端连接精密标准电阻Rstd（620Omega;plusmn;1％）来测量Vp1 / Vp2。对于CM阻抗测量，由于线路和中性线被视为一个单独的输出导体，因此两个电流探头都夹在线路和中性线上。当线路，中性线和地线在两端短路时，可通过去除LISN和两个“X类”电容器并测量Vp1 / Vp2来获得Zsetup，CM和KCM。然后，通过在一端连接线路零线和地之间的精密标准电阻Rstd（620Omega;plusmn;1％）来测量Vp1 / Vp2。将这些测量结果代入公式（10）和（11），可以得到Zsetup，DM，Zsetup，CM和频率相关系数KDM和KCM。
而且，由于LISN示意图和组件值由制造商或标准提供，因此可以容易地计算LISN的DM和CM阻抗。 为了进行比较，使用制造商提供的数据表的LISN（ZLISN，DM（同上）和ZLISN，CM（同上））的模拟DM和CM阻抗也绘制如图1和2所示。 图4（a） - （b） 5（a） - （b）。 （ZLISN，DM（2probes）和ZLISN，CM（2probes））和使用阻抗分析仪（ZLISN，DM（IA）和ZLISN，CM（IA））的LISN测量输出阻抗的测量结果进行了比较。 ）分别在图4和图5中给出。
IV. SMPS噪声源阻抗的测量
提取SMPS的DM噪声源阻抗（ZSMPS，DM）和CM噪声源阻抗（ZSMPS，CM）的测量设置如图1和2所示。 6（a）和（b）。 SMPS的型号和技术规格为：VTM22WB，15 W， 12Vdc / 0.75 A，-12 Vdc / 0.5 A. SMPS通过LISN（MIL 5-25 / 2）供电。 为了加载目的，电阻负载连接在SMPS的输出端。 LISN的DM阻抗（ZLISN，DM）和CM阻抗（ZLISN，CM）分别在第III节和第4节和图5中分别进行了测量。
根据第二节的测量程序，我们需要首先提取测量设置的DM和CM设置阻抗Zsetup，DMandZsetup，CM和频率相关系数KDM和KCM。对于DM阻抗测量校准过程，注入和接收探头夹在连接线和中性线上，如图6（a）所示。当LISN和SMPS都被移除并且两端的线路和零线短路时，可以通过测量Vp1 / Vp2来获得Zsetup，DM和KDM。再次，通过在一端连接精密标准电阻Rstd（620Omega;plusmn;1％）来测量Vp1 / Vp2。对于CM阻抗测量校准过程，两个电流探头都夹在线路和中性线上，如图6（b）所示。当线路，中性线和地线在两端短路时，可通过去除LISN和SMPS并测量Vp1 / Vp2来获得Zsetup，CM和KCM。然后，通过在一端连接线路零线和地之间的精密标准电阻Rstd（620Omega;plusmn;1％）来测量Vp1 / Vp2。将这些测量结果代入公式（10）和（11），可以得到Zsetup，DM，Zsetup，CM和频率相关系数KDM和KCM。因为从LISN到SMPS的连接线（l）的长度为70cm，这比最高频率（30MHz）的波长短得多，所以导线连接的传输线效应可以忽略。 测得的阻抗是电路回路中的总阻抗，并且我们将ZT，DM和ZT，CM指定为在AC通电工作条件下连接SMPS和LISN的电路回路的总DM和CM阻抗。 结果，ZT，DM和ZT，CM被定义为：
使用已知的ZLISN，DM，ZLISN，CM，Zsetup，DM和Zsetup CM，一旦ZT被测量，SMPS的DM和CM噪声源阻抗可分别使用（14）和（15）：
图7（a）和（b）显示了从300 kHz到30 MHz频率范围内提取的DM噪声源阻抗（ZSMPS，DM）的幅度和相位。 一般来说，DM噪声源阻抗主要由串联的低频电感和电阻元件组成; 在10 MHz以上，全波整流器的二极管结电容的影响开始发挥作用。图8（a）和（b）显示了提取的CM的幅度和相位。
噪声源阻抗（ZSMPS，CM）。 CM噪声源阻抗性由SMPS的寄生电容的影响决定，例如， 散热器对地寄生电容。
V. SMPS和LISN阻抗之间的比较
综上所述，采用直接钳位双探
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