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T型并网逆变器中SiC MOSFETs的优势
摘 要：众所周知，与两电平变换器相比，多电平变换器在谐波性能和降低开关损耗方面具有明显的优势。但是，对于低压应用，由于输出电流总是流过两个开关器件，导致中点钳位逆变器产生较大的半导体导通损耗。相比之下，仅使用一个外部回路开关器件将变换器输出连接到上下直流母线,尽管这些外部开关因此必须立刻阻断整个直流母线电压，而以增加开关损耗为代价，可以使得T型多电平逆变器的导通损耗减小。在这种情况下，碳化硅（SiC）MOSFET器件在降低开关损耗环境下可能会有巨大优势，但用SiC MOSFET器件替换T型逆变器中的所有开关设备的好处并不是那么明显。本文研究了关于三电平T型逆变器中Si和SiC器件在并网应用中的使用对比。该研究使用数据手册数据，开关损耗测量值和校准的散热器热测量值这三种数据以精确比较在等于或接近于功率因数下工作时，T型逆变器使用这两种不同半导体的损耗情况。结果显示仅使用SiC器件的直流母线连接开关大大降低了半导体损耗，在相同的器件损耗下，变换器功率和开关频率明显增加。并且因为每相桥臂中只有两个开关器件需要升级，因此将SiC MOSFETs用于T型逆变器可被视为一种有吸引力且具有潜在经济效益的选择方案。
关键词：光伏（PV）;半导体损耗;Si IGBT;SiC MOSFET;T型逆变器。
引 言
在过去的二十年中，可再生能源发电越来越引起人们的重视。在可再生能源发电之中，光伏（PV）发电是最重要的发电之一，2014年全球总发电量为177吉瓦[1]。在家庭使用中，单相和三相光伏系统被广泛使用，通常被分为带有和没有电气隔离的系统。由于不使用变压器，没有电气隔离的系统具有更高的效率，更高的功率密度和更低的成本[2]，这是低成本光伏系统的重要设计标准。最近的研究[2]–[4]详细比较了两电平和三电平逆变器拓扑结构的半导体损耗和滤波器相关考虑因素，并且已经发现特别是在高开关频率情况下，由于在每个开关操作中只需要切换一半的直流母线电压，三级逆变器拓扑的半导体损耗可能低于两级逆变器[3]，[4]。此外，由于优化的谐波消除，其三电平逆变器的交流输出谐波含量更低[5]，使得显著减小交流滤波器元件的尺寸成为可能[3]。
在各种应用的三电平逆变器拓扑中，最成熟的结构是1981年提出的中点钳位（NPC）逆变器[6]，目前为止一直受到广泛研究。该变换器的独特优点是可以用仅阻断一半直流母线电压的半导体器件来实现。然而，因为电流必须始终流过两个半导体器件，尽管这减少了开关损耗[4]，但拓扑结构要承受更高的导通损耗和不均匀的器件损耗分布[7]-[8]。T型逆变器[9]-[10]是最新的选择方案，可以实现相同的变换器谐波输出性能，并且只需要一个开关即连接其输出到上下直流母线。但是，因为现在必须阻断整个直流母线电压，T型
拓扑的外部开关器件必须相应使用更高额定电压的半导体，
这意味着在相同的开关频率下，它的半导体开关损耗比NPC逆变器更高[4]。因此，开关频率成为在任何应用中选择NPC和T型逆变器的重要参数[4]。本质上而言，由于降低了导通损耗，T型逆变器在低开关频率时有更低的半导体损耗，而NPC逆变器在高开关频率下更有优势，因为此时开关损耗是主要的半导体损耗。
最近的研究表明，降低T型三电平逆变器的损耗有许多种方法。例如，使用优化的不连续调制带来的损耗收益[9]可以权衡其增加的交流输出谐波含量[5]。另一种选择是用SiC二极管代替内部双向路径中的Si二极管，以减少反向恢复损耗[11]，或在内部双向路径中使用宽禁带（WBG）开关器件以减少导通损耗和开关损耗[12]。然而，进一步的研究表明，在单位功率因数（如住宅光伏逆变器系统通常所需要的[13]）下进行高开关频率运行的主要限制因素仍然是与直流母线连接的开关的开关损耗[11]。Leuenberger 和Biela[14]将优化设计的硬开关SiC T型逆变器与优化设计的零电压开关T型逆变器进行对比，并得出结论，后一种解决方案只能以相当复杂的代价稍微提高系统效率。本质上，目前为止大多数方法的重点在于尝试解决基本的T型逆变器的开关频率限制，即与NPC逆变器相比，由于它们必须具有更高的额定电压才能阻断整个直流母线电压，所以与外部直流母线连接的开关具有更高的开关损耗。
目前，本文介绍了用1200V SiC MOSFETs（较低的开关损耗）更换1200V Si IGBTs（更高的开关损耗）T型逆变器外部开关的更直接的方法。当然，与Si器件相比，SiC
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器件在原理上减少损耗的优势已经很明显[15]–[26]，但是它们在T型逆变器中的优点并不是很明确。这是因为虽然T型逆变器的外部开关必须阻断整个直流母线电压，但它们在主动开关时仅会切换一半的直流母线电压。因此，与正常额定运行条件相比，它们的开关损耗显著降低，因此需要进行分析以确定在此替换为SiC器件可获得的收益水平。此外，由于T型拓扑的一相桥臂由四个有源开关器件组成，因此可能导致错误的观点认为与变换器的工作点无关，将所有的有源器件替换为SiC是实现高效率高频运行的变换器所必需的。在这些问题中，最常用验证拓扑或半导体级别的潜在损耗收益的方法是去通过使用功率分析仪或数字示波器进行输入和输出功率测量来测得变换器的整体效率。但是，对于高效率转换器[27]–[29]，由于难以足够精确地测量变换器的高速脉宽调制电压和电流，用这种方法很难获得准确的结果，此外除了半导体损耗，变换器的整体损耗也会被被测得（包括直流母线电容组以及交流输出滤波器中的损耗）。
由于上述原因，本文提出了一种对T型结构的全面的损耗分析，并研究在典型的单相住宅光伏逆变器应用中使用下一代开关器件的潜在收益。此外，本文还提出了另一种损耗验证方法，该方法可以在T型逆变器正常运行时直接获得半导体器件的损耗。通过使用仔细校准的散热器，半导体器件的损耗可以获得，因此将变换器升级到SiC器件的收益可以得到评估。
图1 (a)中的T型逆变器拓扑示意图及(b)中的调制原则
表一 T型逆变器的开关状态
1 T型逆变器介绍和设备选取
图2 T型逆变器以统一功率因数运行的开关状态。（a）零输出电压和正输出电流。（b）正输出电压和正输出电流。（c）一个基本周期内的S1两端的电压和电流。（d）零输出电压和负输出电流。（e）负输出电压和负输出电流。（f）一个基本周期内的S4两端的电压和电流。
图1（a）显示了三电平T型逆变器中一相桥臂的基本结构，该三相T型逆变器包括一个分体大容量的HV直流母线电容，四个开关器件，四个二极管和一个交流滤波器、以获得目标交流输出电压。根据表一，变换器开关S1/S3和S2/S4作为互补对运行产生 VDC / 2，0和-VDC/ 2的开关输出电压进而产生三电平交流输出电压。注意即使两个变换器拓扑的详细开关用法不同，表I所示的开关状态获得的开关输出电压仍然与NPC逆变器相同（即开关S1闭合以产生正向输出电压，S2或S3关闭以产生零输出电压，S4闭合产生负向输出电压。）图1（b）展现了使用最佳相位配置（PD）脉冲宽度调制（PWM）策略[30]-[31]控制变换器时产生的开关命令，图中可以清楚地看到两个开关对的特征性不连续操作。图2（a）-（c）更加详细地说明了在单位功率因数运行下的基本正半周期内零输出状态和正输出状态之间的开关切换。在零输出状态期间，正输出电流从中点M通过二极管D2和开关S流到负载，如图2（a）所示，且被开关S和S阻断的电压均为VDC / 2。然后。开关S开通以产生正输出状态，以使流过D2 / S2的电流换流到S1，使D2 / S2承受VDC / 2的关断状态电压并产生开关损耗，如图2（b）所示。现在外部开关S4阻断VDC的电压，如图2（f）所示。这个循环在整个基本的正半周期内重复，如图2（c）的左半边所示。通过对称性，类似的开关过程发生在基本负半周期，如图2（d）-（f）所示，开关状态改变使电流从D3/ S3换流到S4并且使D3/ S3承受一个VDC / 2的关断状态电压，此时随着输出电压从零变为负，开关S交替阻断VDC/ 2和VDC的电压，如图2（c）所示。因此，即使其切换开关电压仅为VDC / 2，外部开关S1和S4必须具有超过VDC的额定耐压值。因为它们的导通状态电压通常会高于额定电压较低的器件，这使它们的总体损耗计算变得复杂[3]，但是由于上述操作顺序，它们的开关损耗仅需确定为在其额定电压值的一半时的损耗。相比之下，内部开关S2和S3额定耐压值减小为VDC/ 2，产生相应较低的正向导通损耗。另外，由于这些开关在单位功率因数下工作时不需要切换电流，因此它们不管使用的开关器件类型是什么，开关损耗都可以忽略不计。此外，即使在接近单位负载功率因数下工作，它们的开关损耗仍将很小，因为它们仅整流了接近于基本电流零过渡的低磁电流。
图3 不同Si IGBT和SiC FET器件的正向电压和开关能量。颜色代表制造商有关，而标志代表器件优化。十字是针对低开关能量优化后的器件，而圆圈代表低饱和电压优化的器件。（a）结温为175℃时，几个Si IGBT的正向电压。（b）结温为175℃时，几个Si IGBT的开关能量。（c）结点温度175℃时，几个SiC FET的正向电压。（d）175℃结温下几个SiC FET的开关能量。
表二 选用的半导体
由于对于典型的住宅光伏系统，直流母线电压最高可达到1000 V，对于在此应用操作的T型逆变器的外部开关S1和S4需要1200V的额定电压器件，而600 V半导体器件就足够用于内部并联器件D2，3和S2，3。迄今为止，在各种开关器件中，因为IGBTs的导通电压与SiFET器件相比相对较低，IGBTs已在1000 V的电压和几安培的电流范围内的电压变流器系统中得到广泛应用，根据[32]，其特定的导通电阻与击穿电压V的平方成正比。
（1）
但是，由于其双极输出特性，IGBT的缺点是其开关能力低。这在图3（a）和（b）中已有说明，展现来自不同制造商的不同IGBT器件的正向电压和开关能量，并且针对低开关能量或低饱和电压进行了优化。所有器件均在1200 V范围内，并且具有与之对比类似的电流容量，并且可以指出，开关损耗优化的器件可能会出现更大的正向电压，从而用它们在变流器工作环境中的低开关损耗来平衡高导通损耗。在这种情况下，SiC半导体器件成为一个更好的选择，同时具备低导通电阻和低开关能量，如图3（c）和（d）所示显示了不同1200V SiC FET器件的正向电压和开关能量（通过分配渠道或作为样本）。通过对几种最先进的Si IGBTs的研究，对于优化低开关损耗或优化低饱和电压的IGBT的选择是在以下基础上进行的。由于T型逆变器通常在较低开关频率下工作，而外部器件也只需在如前所述的一半额定电压下完成换流，由于在开关能量和正向电压之间的良好平衡，这种优化的IGBT在此条件下被认为与本文提到的SiC MOSFET相比是一个更好的选择。在表二列出了各种半导体器件，适合典型的住宅单相光伏逆变器系统连接到低压电网，即230 V / 50 Hz，并以1.5 kW的标称输出功率（约10 A峰值电流）运行，带有20％的过载能力和为保证长期可靠性具有的传统的30–40％降额因素。此外，SiC器件用于所有二极管，在开关器件损耗评估上最小化反向恢复电荷的影响。
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