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适用于高转换比宽输入范围的隔离堆叠式谐振开关电容DC-DC转换器

Li Yongjun*，Lei Gulowast;，Akinori HariyaDagger;，Yoichi IshizukaDagger;，Juan Rivas Davilalowast;，Seth Sanderslowast;lowast;美国加州大学伯克利分校EECS系，伯克利，加州94720 美国加利福尼亚州斯坦福大学电气工程系，邮编94305 Dagger;长崎大学电气与电子工程系，日本长崎，852-8521

摘要—本文提出了一种使用堆叠式谐振开关电容变换器拓扑结构的高转换率隔离式DC-DC转换器架构。 采用电容隔离代替变压器隔离，可以节省成本和平台尺寸。 通过相移操作，可以使得该拓扑通过简单的调节方案来支持较宽的输入范围，并同时实现零电压开关。 当我们增加堆叠级别，并同时保持各堆叠级别具有相同的磁性，可以使拓扑具有较高的转换效率。 实验结果表明，以2叠层为例，效率达到92.8％时，峰值功率密度为283 W / inch3。 转换器还可以在25％-100％的负载范围和50％-100％的输入范围内保持3％的效率下降

1.介绍

在高转换比隔离式DC-DC电源中，通常采用双桥式转换器和变压器来促进高电压增益并实现隔离。但是加入变压器不仅会大大增加系统的体积，重量和复杂性；另外，高压（HV）侧上使用的开关会承受较大的电压应力。最近，人们受开关电容器领域研究的启发，已经提出了各种混合拓扑结构，以允许在使用低压器件的同时利用磁性对工作电容器进行软充电[1] – [4]。迄今为止，大多数作品都集中在非隔离应用程序上。但是有时为了解决调节问题需要复杂的时序控制和/或系统重新配置来支持在宽输入范围内运行，同时保持高性能。
在这项工作中，我们开发了一种使用电容式隔离的堆叠式谐振开关电容器（Stack-ResSC）拓扑的混合隔离式DC-DC转换器。电容性势垒已被证明是隔离变压器的一种经济有效的替代选择[5] – [7]。所提出的拓扑结构可以在很宽的输入范围内保持调节，而无需重新配置系统。该调节通过具有选择性相移的频率控制来实现。给定一定的工作范围，可以实现零电压开关（ZVS）。
本文的其余部分安排如下：第二部分介绍了拓扑的一般体系结构。第三部分在隔离的2-Stack-ResSC的示例中介绍了原理操作，并讨论了ZVS的建模技术和操作范围。在第四部分中，2-Stack-ResSC的实验结果
给出了用于输入范围为42 V -70 V的标称48 V至12 V电源转换的原型。第五节总结全文。

II. 拓扑的一般体系结构

2.拓扑的一般体系结构

图1显示了电容器隔离的N-Stacked-ResSC体系结构。在高压端，梯形开关配置用于连接高压，从而允许负载端使用低压设备。通常，低压设备比高压设备具有更好的品质因数[8] [9]。因此，低压设备比高压设备更适合高频工作。可以在更高的工作频率下提高转换器的功率密度，同时仍然保持有效的功率传输[10]，[11]。通过利用多层或堆叠结构[12] – [16]，IC和离散域中的示例都证明了开关器件损耗的减小和无源尺寸的减小。在这项工作中，可以根据堆叠量（N）降低开关的应力。另外，从分压电平VH N导出栅极驱动电源要比从整个高输入电压VH导出栅极驱动电源容易。每个堆叠DC域中的所有开关节点均通过耦合电容器相连，并与谐振电感器相连。电容接口被用作代替变压器的电流隔离的经济高效且紧凑的解决方案，并且与电感器和耦合电容器一起成为谐振回路的一部分。图2所示为2叠式ResSC-iso和3-叠式ResSC-iso的电路示例。尽管电容器隔离不提供电压增益，但堆栈-ResSC配置在公共端提供了内置的降压功能。交流端子，实现了与变压器匝数比等效的N到1转换。耦合电容器（图中的Ccp）比隔离电容器大，因此谐振电容由Ciso支配。耦合电感用于利用谐振电流的180°交错的正向和反向路径。隔离电容器应使用C0G / NP0 1型电容器实现，以使其电容器对温度和直流应力的依赖性最小。在HV电压侧，每个耦合电容器上的dc应力取决于堆叠水平N和输入电压VH，如图2框中的方框所示。耦合电容器的dc应力随堆叠水平而变化，但是，星形连接的耦合电容器形成一个嵌入式开关电容器转换器，该转换器可以始终保持平衡
具有潜在时序和组件失配的中间直流电压。谐振环路的返回路径被馈送到堆叠直流域的中间节点。对于偶数N，返回路径始终可以馈入对称堆叠层。返回路径的位置仅影响每个HV旁路电容器上的纹波幅度和隔离电容器的直流应力，这不会影响转换器的工作。

3.系统建模和操作原理

3.1操作原理

图3显示了2-Stack-ResSC隔离式DC-DC转换器的工作原理和关键波形。高压侧由相同的互补门控信号Phi;1/Phi;1驱动，而低压侧是由Phi;2/Phi;2驱动的全桥。那里
离开Phi;1和Phi;2之间的相移theta;。如下所述，该相位差会影响ZVS的工作范围，其符号决定了功率流的方向。高压侧上的所有开关节点通过耦合电容器Ccp1和Ccp2链接到一个公共节点。

施加到由Ccp1,2，Ciso1,2和耦合电感器Lr形成的LC储罐的开关电压分别标记为VxH1,2和VLx。
开关电压VxH1和VxH2具有相同的AC幅值1 2VH，但具有不同的DC值。另一方面，电压VxL在VL和-VL之间摆动。在选通信号Phi;1和Phi;2中引入的相移theta;在VxH1,2和VxL之间。选择的开关频率要高于LC谐振电路设定的谐振频率，以使谐振电路的阻抗为感性。给定高品质的储能电路，电感器电流Ir呈如图3所示的正弦曲线形状。为了更好地理解，该2-Stack-ResSC可以简化为图4（a）所示的等效AC电路。它由两个交流电源VxH和VxL分别驱动，集总LC储能电路的幅度分别为1 4VH和VL。对于VH = 4VL的标称工作，两个驱动源的AC幅度是平衡的，并且电感器电流的零交叉将相位间隔theta;分为两等，如图3和图4（b）所示。此功能可以为所有交换机启用ZVS。

3.2系统建模

对于高Q谐振回路，我们可以假设大部分功率是通过基频分量提供的。 相量图可用于直观地描述系统行为。 假设功率以Phi;1领先Phi;2从HV侧流向LV侧，则在图4（c）中说明了一个典型的相量图。 给定HV和LV端等效交流电路模型中的方波，如图4（a）和（b）所示，驱动源的基本相量采取以下形式：

给定一组设计参数的工作点如图5所示。从图中可以看出，在给定固定输出电压和负载电流的情况下，频率随着输入电压的增加而增加。 为了支持轻负载条件，转换器必须以更高的频率工作。
此外，考虑到高品质因数（Q）的储罐和谐振以上的操作，使得：

从等式 如图9所示，频率是用于调节输入电压和输出功率的有效控制旋钮。 相移似乎是频率调节的增益因子。 从效率的观点来看，乍一看希望有较小的相移，因为它导致较低的工作频率，从而选通损耗可以较小。 但是，相移也会影响ZVS的范围，这将在后面讨论，这也会影响效率。
ZVS的必要条件之一是确保在正确的相位有足够的谐振电流，以实现开关节点电容的无损充电/放电。 在相量图中，应将Ir限制在VxH和VxL设置的角度内。 根据图4（d）和（e）所示的几何特性如下：

如方程式所示。 如图10所示，更大的theta;涵盖了更大范围的ZVS。 然而，当电流相量远离滞后电压相量（接收电力的一侧）时，以降低功率因数为代价。 在这种情况下，谐振回路会遇到较大的循环电流，效率会降低。 为了在保持高效率的同时覆盖宽范围，可以自适应地调整相移。 在小相位角下优化标称转换。 当输入/输出偏离标称工作点时，较大的相角必须生效才能保持ZVS。

1. 实验结果分析

为了证明该架构的概念，使用GaN器件构建了2-Stack-ResSC原型。该板如图6所示，关键组件在表中列出。 I. Fair-rite 67 EQI13内核用于耦合电感器。 Fair-rite 67是一种高频NiZn铁氧体材料，具有低铁损和稳定的温度响应[17]。耦合电感器使用两组绕组，每组具有两匝330股AWG46利兹线。引入了0.85 mm的气隙来调节电感。该耦合的平面电感器嵌入到PCB中心的切口区域中。
谐振频率设计为620 kHz。选择谐振频率，以便在标称工作条件下，开关的传导损耗和门控损耗可以很好地平衡。如图6所示，有效板面积为0.64times;1.74英寸，厚度为0.19英寸，由电感器的厚度决定。
图7绘出了在相移和4A满负载条件下效率（包括栅极驱动器功率）与输入电压的关系曲线。在52 V输入时，峰值效率为92.8％。该转换器在42 V至70 V的输入范围内具有固定的12 V输出电压，可实现有效的电压调节。我们可以注意到，小的相移可在标称转换比附近提供较高的峰值效率，但在较窄的调节范围内可保持较高的效率。为了覆盖低或高输入电压，最好使用较大的相移。这与先前在III-B节中有关ZVS范围和效率之间的权衡的分析相一致。图8显示了在三个不同相移下，在整个输入范围内实现12V输出的工作频率。尽管在较大的相移下工作频率会更高，但是在较低的输入或较高的输入电压下，由于缺少ZVS而造成的损耗要比附加的选通损耗严重得多。结合可用的相移，
效率等值线在图7中用虚线突出显示。扩展的效率等值线在便利性方面标志着此拓扑的优势只需简单的时序即可进行调节，无需重新配置系统

图9显示了在三个不同相移下的负载电流范围内的效率。该转换器可在15W至60W的输出功率范围内保持89％以上的效率，峰值功率密度为283 W / inch3，效率为92％。低负载电流的效率下降是由于门控损耗随工作频率的增加而增加的，如图10所示。
图11示出了高压侧和低压侧的开关节点电压以及储能电流。随着输入电压的降低，储能电流的零交叉
移至HV侧，以至于没有足够的电流来维持开关节点的全ZVS，同时LV侧看到了更高的电流，并产生了更大的过冲。随着输入变大，过零会移至LV端，HV看到较大的电流，这会导致ZVS过流，并导通二极管和LV端的过冲，因为切换过程中遇到的电流较小。图12示出了两种不同负载条件下的开关波形。可以看出，储能电流波形与负载电流成正比。随着目前的规模，ZVS的程度也会改变。在这项工作中，当前设计中转换器的死区时间在25o相移的标称转换下得以优化，并在其他工作条件下保持恒定。

在这项工作中，开发了电容器隔离的N-Stack-ResSC拓扑。 该拓扑利用电容性接口进行电流隔离，并提供具有堆叠级别的内置标称转换增益。 讨论了2-Stack-ResSC示例的操作原理，并通过使用GaN器件的原型进行了实验演示。 该拓扑显示了宽广的调节范围，并结合了频率调谐和选择性相移。 60W转换器演示了40 V-70 V输入，12 V输出，峰值效率为92.8％，功率密度为283 W / inch3。

5.参考文献

参考文献
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高功率密度宽输入电压范围隔离DC-DC转换器，具有多轨道结构，在2075年能源转换大会和博览会(ECCE) 2017年
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“高频功率转换的机遇与挑战”，2009年第24届IEE年度应用
电力电子会议与博览

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