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高频高精度CMOS半波整流器

本文提出了一种新的高频高精度半波整流电路，非常适合于CMOS工艺实现。该系统包括一个电压电流转换器、一个双输出精密电流模式半波整流器和两个电流电压转换器。通过使用电流传送器和金属氧化物半导体电阻器，输入电压信号被转换成电流信号。电流信号通过双输出AB类精密整流单元整流，然后通过接地的金属氧化物半导体电阻转换成两个输出电压。这种AB类电流模式精密整流器用于提供高频性能。基于0.5微米CMOS技术和1.2 V电源电压的模拟整流器结果显示出非常高的工作频率、非常精确的整流和良好的温度稳定性。

半波整流器；电流模式；电流传送器CMOS

1导言

基本上，传统整流器可以通过简单地使用二极管进行整流来实现。然而，众所周知，这种电路不能整流幅度小于阈值电压(硅二极管约为0.7 V，锗二极管约为0.3 V)的输入信号。因此，仅二极管整流器通常用于阈值电压范围内的精度不重要的应用，如射频去调制器和DC电压源整流器。对于高精度应用，精密整流器已出现多年，包括基于运算放大器、二极管和集成电路精密整流器，电阻器[3，5，11，16]。高精度整流器的应用包括，例如，瓦特计、交流电压表、射频解调器、函数拟合、三角波倍频、误差测量、均方根-DC转换、峰值检测器。

然而，这些基于运算放大器的精密整流器的一个典型问题是在二极管的非导通/导通转换期间出现失真，称为“拐角失真”。为了克服这一点，人们尝试使用高压摆率运算放大器。不幸的是，由于的小信号瞬态行为，这不能完美地完成[14]。此外，运算放大器的有限增益带宽也限制了这种结构的高频性能。然而，这种限制可以通过使用所谓的“电流模式技术”设计整流器来克服。例如，在[12，13]中已经示出了具有具有AB类配置的互补金属氧化物半导体结构的电流模式整流器，其仅使用几个器件就提供了高频响应。然而，这些配置要求信号电流比偏置电流大四倍，以避免金属氧化物半导体晶体管的平方律误差。

[4、6、8、9、14、17]中的精密整流器电路采用电流传送器、二极管和电阻器，它们提供了高频性能和高精度整流的吸引人的特征。然而，它们需要不接地或接地的电阻器，这对于集成电路(IC)实现来说并不理想。此外，[6，14，17]中介绍的电路不仅需要两个相同的电流传送器，而且温度灵敏度有限。幸运的是，[7]中所示的全金属氧化物半导体晶体管被发现非常适用于金属氧化物半导体技术的实现，它提供高达200兆赫的工作频率和良好的温度稳定性。

近年来，双输出CMOS半波整流电路被提出[10]。它由两部分组成。第一种是由三个主要部件组成的整流器电路:双输出电压-电流(V-I) 转换器、两个半波整流器和两个电流-电压(I-V)转换器，如图1(a)所示。第二个是偏置电压源电路，如图1(b)所示。它使用二极管偏置电压来覆盖过零期间的输出电压偏移。这种电路的优点是，例如:(I)与其它方法相比，使用适合集成电路制造的全金属氧化物半导体晶体管，(ii)它仅使用1.2 V电源电压，并提供高达100兆赫的工作频率，(iii)通过使用偏置电压源电路可以实现高精度和良好的温度稳定性。

本文介绍了一种高频高精度的CMOS半波整流电路，该电路采用了与[10]的电流传输整流器相似的技术，即整流电路由一个电压-电流转换器、一个电流模式整流器和两个电流-电压转换器组成。采用电压-电流和电压-电压转换器是为了对幅度小于阈值电压(锗小于0.3伏，硅小于0.7伏)的信号进行整流。采用CMOS类电流模式整流器来提供电路的高频性能。该电路由电流传送器、AB类CMOS精密整流器和MOS电阻组成。所提出的整流器具有以下优点。

图1双输出半波整流器，由Monpapassorn等人提出，[10]: (a)整流器电路；(b)偏压源电路

(i)建议整流器的所有组件均可采用互补金属氧化物半导体技术设计无源元件的技术。因此，它比以前提出的基于传送带的电路更适合集成电路制造[4，6，8，9，14，17]。

(ii)建议的整流器在下列情况下可将高频整流至300兆赫通过PSPICE程序计算，0.5微米CMOS参数通过MIETEC获得，使用1.2 V电源电压，而以前的整流器工作在100兆赫频率。

(iii)拟议的半波整流器提供良好的温度稳定性

(iv)拟议的半波整流器具有高精度。

2提议的半波整流器

所提出的半波整流电路如图2所示；它实际上在当前域中执行。图2所示的电路由三个主要部件组成:电压-电流转换器、双输出AB类电流整流器和电压-电流转换器。电压-电流转换器由一个负型CCII (CCII-)和一个电阻Rin (MR1-MR2)组成。双输出AB类电流模式精密整流器由MD1至MD4、两个电流镜(MC1-MC2和MC3-MC4)和六个电流组成

图2 (a)提出的半波整流电路和(b)使用CCII-和金属氧化物半导体电阻器的电压-电流转换器

电阻Ro1 (MR3-MR4)和Ro2 (MR5-MR6)用于将整流电流转换为输出电压。电压-电流转换器的操作如下:晶体管M1到M17和1B作为CCII工作，而晶体管MR1和MR2作为电阻器工作。恒定电流IB由M5、M6、M12和M13镜像到M1的漏极，由M5和M7镜像到M3的漏极。假设M5到M7和M12到M13具有相同的特性，M1和M3的漏极电流相等。选择完全匹配的M1到M4，输入电压Vin因此跟随到节点X [1]。节点X处的电压产生流经金属氧化物半导体电阻器Rin [15的电流in，其电阻由[15]给出。

(1)

其中MR1和MR2在饱和区具有相同的特性，K = mu;nCox(W/L)是跨导参数，VTH是阈值电压，VDD是电源电压，mu;n是载流子迁移率，Cox是单位面积的栅极电容，W是沟道宽度，L是沟道长度。因此，iin由下式给出

(2)

电流iin由M8-M11和M14-M17镜像到节点Z作为电流iz。该电流馈入电流模式AB类精密整流器的输入端。在所提出的整流器中，电流模式AB类精密整流器由MD1至MD4、两个电流镜(MC1-MC2和MC3-MC4)和六个电流源(I1至I6)组成。晶体管MD2和电流源I1产生恒定电压VA以为晶体管MD1提供偏置电压，而晶体管MD4和电流源I2产生恒定电压VB为晶体管MD3提供偏置电压。恒定电压VA和VB应该分别相当接近晶体管MD1和MD3的阈值电压，以获得精确结果并使它们在AB类中工作。电流镜CM1和CM2分别由电流源I3和I4施加，这确保了两个电流镜持续导通，因此改善了频率响应和整体系统线性度。电流I1和I3产生通过Ro1的偏移电流(I1 I3)，电流I2和I4产生通过Ro2的偏移电流(I2 I4)。为了消除Ro1和Ro2处的失调电流，作者在所提出的整流器的输出端采用了I5 = I1 I3和I6 = I2 I4。建议的半波整流器的操作如下:当iZ lt; 0时，它通过MD1馈送，然后由CM1镜像到MC2的漏极Io1( iZ)。此外，当iZ gt; 0时，它通过MD3馈送，然后由CM2镜像到MC4的漏极Io2( iZ)。根据所提出的电路的操作，输入电流(iZ)、MC2漏极的输出电流(I01)和MC4漏极的输出电流(I02)的关系可以表示为

因为电流源I5和I6分别补偿偏移电流I1 I3和I2 I4。因此，我们可以把电流iZ、电流iR1和iR2的关系写成

使用(2)并让Ro1 = Ro2 = Rin，输入电压Vin、输出电压Vout 和输出电压Vout之间的关系可由下式获得

这意味着所提出的整流器作为正半波整流器和负半波整流器工作。此外，根据参数K的温度效应也得到补偿。

3电路性能

迄今为止，理想的电路性能是基于以下假设:电流传送器没有跟踪误差，电流镜具有单位增益，晶体管完全匹配。给出了导致理想性能误差的几个非理想性。要考虑的主要因素是晶体管的有限漏极电阻、晶体管失配和电流传送器的非理想效应。在下文中，将使用晶体管等效电路和小信号分析来研究图2的整流器电路的性能。

3.1非理想分析

3.1.1非理想电流镜和CCII效应-

从图2(a)中的电路来看，当Vin gt; 0时，CCII的输出电流iZ lt; 0，该iZ通过MD1馈送，然后作为iD(MC1)施加到MC1的输入端，该iD(MC1)由CM1镜像到作为iD(MC2)的MC2的漏极。当前iD(MC2)可以近似为

gm(CM1)是由于晶体管MC1和MC2 (CM1)之间的晶体管失配引起的跨导误差，gm(MC1)和gm(MC2)分别是晶体管MC1和MC2的跨导，ro(MC2)是晶体管MC2的漏极电阻，rI3是电流源I3的输出电阻，Ro1是金属氧化物半导体电阻器(MR3-MR4)。此外，当Vin lt; 0时，CCII-的输出电流为iZ gt; 0；该iZ通过MD3馈送，然后作为iD(MC3)应用于MC3的输入，其被CM2镜像到作为iD(MC4)的MC4的漏极。当前iD(MC4)可以近似为

gm(CM2)是由于晶体管MC3和MC4 (CM2)之间的晶体管失配引起的跨导误差。(12)和(14)右侧的第一项是由电流镜中晶体管之间的失配引起的。晶体管失配的不利影响可以通过使用大的纵横比来改善。(12)和(14)右侧的第二项是由于电流镜的有限输出电阻。

考虑到CCII效应的非理想性，对所提出的整流器进行了分析。非理想CCII特性可以通过让VX = beta;VY、IZ =alpha;1X和IY = 0来考虑，其中beta;= 1εv和εv(|εv| - 1)表示从CCII的Y端到X端的电压跟踪误差，alpha;= 1εI和εi(|εi| - 1)表示从CCII的X端到Z端的电流跟踪误差。考虑到电压和电流跟踪误差，电流iZ可表示为

(15)

其中，rX是观察CCII终端X的寄生电阻。通过使用(11)-(15)，(7)和(10)可以分别重写为

从(16)和(17)可以看出，CCII非理想性将略微衰减输出电压信号的幅度，而电流镜的非理想性将略微增加输出直流偏移。然而，第一个问题可以通过增加输出电阻器(Ro1和Ro2)的值来纠正，而第二个问题可以通过调整电流I5和I6的值来纠正。

3.1.2非理想双跨线性环路的影响

研究了双跨线性环路(图2(a)中的MD1至MD4和图2(b)中的M1至M4)周围的晶体管非理想性对整流器性能的影响。双跨线性回路MD1至MD4通常要求四个金属氧化物半导体晶体管具有相同的特性。晶体管MD1至MD4的失配将影响Vout 和Vout，并且Vout 的幅度可能不等于Vout的幅度。对于图2(a)中的整流器电路，当iZ lt; 0时，它通过MD1流到输入电流镜CM1。然后，电压VGS(MD1)增加，电压VGS(MD3)降低，以驱动晶体管MD3进入截止区。当iZ gt; 0时，它通过MD3流向输入电流镜CM2。在这种情况下，VGS(MD3)增加而VGS(MD1)减少，以驱动晶体管MD1进入截止区。假设晶体管MD1和MD3工作在强反转状态，则电流-电压特性可由下式获得

Vout 和Vout之间不平衡信号的最小值可以表示为

其中，KN和KP分别是MD1 (NMOS)和MD2 (PMOS)的跨导参数，VTN和VTP分别是NMOS和PMOS的阈值电压，VD是节点d处的电压。考虑(19)，我们看到平衡输出|Vout |和| Vout |可以通过适当设计跨导参数KN和KP来获得。

接下来考虑双跨线性环路周围晶体管的体效应。对于图2中的整流器电路，让我们假设每个MOS晶体管的主体连接到其源极(VBS = 0)，那么除了M1、M2、M3、M4、MD1、MD2、MD3和MD4之外，VT = VT 0。晶体管M1、M2、MD1、MD2的主体以及晶体管M3、M4、MD3、MD4的主体实际上分别连接到VSS和VDD。为了解释，参见图3，图3示出了双跨线性回路的四个MOS晶体管的体连接和横截面。假设在图3(b)中使用了p衬底的标准CMOS工艺版本；因此，pMOS晶体管适合在n阱中实现。在这个图中，nMOS晶体管和pMOS晶体管的主体分别连接到VSS和VDD。因此，应该考虑晶体管M1、M2、M3、M4、MD1、MD2、MD3和MD4的体偏置效应。源和体之间的电压(VSB)直接影响阈值电压(VT)，可描述为

其中，当存在衬底偏置时，VT是阈值电压，VSB是源-体衬底偏置，2phi;F是表面电势，VT 0是零衬底偏置的阈值电压，gamma; = (tox/εox) radic;2qεsiNA是体效应参数，tox是氧化物厚度，εox是氧化物介电常数，εsi是硅的介电常数，

图3双跨线环路的互补金属氧化物半导体实现:(a)体连接和(b)双跨线环路的四个金属氧化物半导体晶体管的横截面

NA是掺杂浓度，q是电子的电荷。从(18)和(19)可以看出，为了获得平衡信号Vout 和Vout，需要金属氧化物半导体晶体管MD1和MD3的匹配条件。如果晶体管MD1和MD3的阈值电压偏离，则Vout 和Vout之间会出现小的不平衡输出信号。然而，这个问题可以通过调整输出电阻Ro1和Ro2的值来解决。3.2频率响应

对于高频响应，主要的高频限制是由于电压-电压转换器的带宽(CCII和林)和电压-电压转换器的带宽(CM1和罗1，CM2和罗2)。通过使用图4中的非理想电路，电压-电流转换器的传递函数可以近似为

RDlt;amp;

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